一种用于SOQPSK的直接序列扩频的简化解扩解调方法与流程

一种用于soqpsk的直接序列扩频的简化解扩解调方法
技术领域
1.本发明涉及无线通信技术领域，尤其是涉及一种用于soqpsk的直接序列扩频的简化解扩解调方法。


背景技术：

2.soqpsk是一种特殊的连续相位调制技术，它是在连续相位调制与偏移四相相移键控的基础之上发展而来，其不但具有恒定包络、连续相位的特性，还具有高频谱利用率、高功率利用率的优点，因而得到广泛关注，已经被多个国际标准所采用。soqpsk主要有soqpsk
‑
mil与soqpsk
‑
tg两种标准。soqpsk
‑
mil采用全响应矩形脉冲，使相位变化平滑；而soqpsk
‑
tg采用升余弦频率脉冲成型函数，进一步限制了带宽且同时抑制了旁瓣，具有良好的频谱特性。
3.直接序列扩频技术具有信号隐蔽性、抗窄带干扰和多址通信等特点。将soqpsk与直接序列扩频技术二者结合，得到一种更优的扩频调制方案，它能够适应现代对通信抗干扰、抗截获和频谱高效的要求。然而传统的解扩解调算法由于复杂度过高，且硬件开销过大，难以直接使用在soqpsk的直接序列扩频技术中。


技术实现要素：

4.本发明的目的就是为了克服上述现有技术存在的缺陷而提供一种用于soqpsk的直接序列扩频的简化解扩解调方法。
5.本发明的目的可以通过以下技术方案来实现：
6.一种用于soqpsk的直接序列扩频的简化解扩解调方法，该方法包括如下步骤：
7.s1：在每个码元周期内，将每个单极性原始信息与该码元周期内的扩频码组进行异或处理，获取扩频序列。
8.扩频序列的计算式为：
[0009][0010]
式中，n
c
为扩频码组长度，α
n,j
为第n个码元周期的第j个扩频序列，c
n,j
为第n个码元周期的第j个伪随机扩频码，d
n
为第n个单极性原始信息，将全部α
n,j
按时间顺序拼接为扩频序列α
i
。
[0011]
s2：将扩频序列进行非递归式预编码的soqpsk调制，得到dsss
‑
soqpsk基带发射信号。
[0012]
dsss
‑
soqpsk基带发射信号s(t,d,c)的表达式为：
[0013][0014][0015]
式中，表示soqpsk
‑
tg调制的过程，n为输入码元总数，t
c
为码片周期，g(t)
为soqpsk
‑
tg的相位成型脉冲，h为调制阶数，β
i
为扩频序列α
i
计算得到的三进制符号。
[0016]
s3：对接收信号进行匹配滤波，得到滤波结果。具体地：
[0017]
将接收信号r(t)通过以pam分解的脉冲函数为滤波器参数的k组匹配滤波，分别得到匹配滤波器的结果y
k,i
：
[0018]
y
k,i
＝∫r(t)p
k
(t
‑
it
c
)k∈{0,1,...,k
‑
1}
[0019]
式中，t
c
为码片周期，p
k
(t)为pam分解的脉冲函数。
[0020]
s4：根据已知的扩频码组计算每个码片的度量增量。每个码片的度量增量的计算式为：
[0021][0022]
式中，z
c
(n,j)为第n个码元的第j个码片度量增量，v
k,i
为第i个码片的第k个能量最大的脉冲对应分解的伪符号。
[0023]
s5：通过累加每个码元期间的码片度量增量得到码元度量增量，利用viterbi算法进行解调恢复每个单极性原始信息。具体地：
[0024]
根据最大似然序列检测理论，选择与接收信号r(t)具有最小欧式距离的信号为判决输出，其表示为：
[0025][0026]
将上式简化，等价于最大化下式：
[0027][0028]
并因此得到λ(d)递归表达式为：
[0029][0030]
为通过上式求出对应原始码元信息d
n
，将其进一步按t
c
进行分解展开得到：
[0031]
[0032]
式中，码元度量增量采用s4中计算得到的码片度量增量累加计算得到，采用viterbi算法进行路径搜索恢复码元信息。
[0033]
本发明提供的用于soqpsk的直接序列扩频的简化解扩解调方法，相较于现有技术至少包括如下有益效果：
[0034]
1)通过直接序列扩频使用速率比信息码高得多的伪随机扩频序列异或信息码，得到扩频序列再进行soqpsk调制，拓展信号的传输带宽；进而可以引入扩频增益，具有抗干扰、抗噪声能力强等优势。
[0035]
2)本发明在接收端根据dsss
‑
soqpsk信号模型，推导基于极大似然序列估计(mlse)下的最优解扩解调算法，又通过引入pam分解的方式，降低了解扩解调算法的复杂度，进而降低了硬件开销，且保证了性能。
附图说明
[0036]
图1为实施例中基于soqpsk
‑
tg的直接序列扩频基带发射机的示意图；
[0037]
图2为实施例中一种直接序列扩频示意图；
[0038]
图3为实施例中一种解扩接收机示意图；
[0039]
图4为实施例中用于soqpsk的直接序列扩频的简化解扩解调方法的流程示意图。
具体实施方式
[0040]
下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细说明。显然，所描述的实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都应属于本发明保护的范围。
[0041]
实施例
[0042]
本发明涉及一种用于soqpsk的直接序列扩频的简化解扩解调方法，该方法首先推导出基于soqpsk的直接序列扩频信号表达式；其次推导出基于mlse的解扩解调算法；最后结合pam分解在保证一定解扩解调性能的前提下，降低解扩解调算法的复杂度，进而降低硬件开销。
[0043]
本实施例结合soqpsk
‑
tg发射机对本发明方法进行说明。如图1所示，该图展示了基于soqpsk
‑
tg的直接序列扩频基带发射机示意图。如图4所示，本发明方法的具体步骤如下：
[0044]
步骤一、发射端主要产生基于soqpsk
‑
tg的直接序列扩频信号，如图2所示，在每个码元周期t
b
内，每个单极性原始信息d
n
与这个周期内的扩频码组c
n
对应相异或，得到扩频序列α
n
，将全部α
n,j
按时间顺序拼接为扩频序列α
i
，n
c
为扩频码组长度。
[0045][0046]
本发明中，i与j是两个纬度，表示不同含义，i表示码片的索引，范围0～nn
c
‑
1，j表示每个码元内的扩频码索引，范围0～n
c
‑
1。n表示码元的索引，范围0～n
‑
1，n为输入码元总数。
[0047]
步骤二、将扩频序列α
i
进行soqpsk
‑
tg调制，其中soqpsk
‑
tg调制包括预编码与cpm调制两个部分。其中，预编码采用非递归式预编码，将二进制符号α
i
通过下式计算得到三进
制符号β
i
。
[0048]
β
i
＝(
‑
1)
i 1
α
i
‑1(α
i
‑
α
i
‑2)/2
[0049]
其中α
i
∈{
‑
1,1}，β
i
∈{
‑
1,1}。
[0050]
将三进制符号β
i
通过下式调制成基带dsss
‑
soqpsk
‑
tg信号：
[0051][0052][0053]
式中，s(t,d,c)表示基带dsss
‑
soqpsk
‑
tg信号，表示soqpsk
‑
tg调制的过程，其中，n为输入码元总数，t
c
为码片周期，g(t)为soqpsk
‑
tg的相位成型脉冲，h为调制阶数＝1/2，soqpsk
‑
tg的相位成型脉冲g(t)其可表示为：
[0054]
g(t)＝n(t)
×
w(t)
[0055][0056][0057]
式中，n(t)为升余弦函数，w(t)为窗函数，幅值a是用来归一化脉冲波形，使单个频率脉冲引起的相位偏移为π/2，用来具体说明n(t)与w(t)的四个参数ρ＝0.7，b＝1.25，t1＝1.5，t2＝0.5。q(t)为soqpsk
‑
tg的频率成型脉冲，其表达式为：
[0058][0059]
步骤三、对于接收端，接收信号可建模为：
[0060]
r(t)＝s(t,d,c) w
n
(t)
[0061]
式中，w
n
(t)是功率谱密度为n0的复高斯白噪声信号。
[0062]
图3给出了解扩接收机示意图。
[0063]
为了便于推导，设同步理想。对于接收信号，由于soqpsk
‑
tg是部分响应信号，其相关长度l＝8，即1个码元周期内的相位状态会被8个码元周期时间长度的频率脉冲所影响。利用最大似然检测会导致解调网格图状态数过大，进而导致解调复杂度过大，难以实际应用。为减小解调复杂度，引入pam分解，将其soqpsk信号分解为k个能量最大的脉冲的线性累加和：
[0064][0065]
其中，t为码元周期；p
k
(t)为pam分解的第k个脉冲函数；v
k,i
为第i个周期的第k个
能量最大的脉冲对应分解的伪符号，其只与输入码元有关；pam分解的方法有多种可选择。
[0066]
由于dsss
‑
soq spk可看成soqpsk信号的变形，因此可用p
k
为滤波器参数进行多组匹配滤波得到y
k,i
，表示匹配滤波器的结果：
[0067]
y
k,i
＝∫r(t)p
k
(t
‑
it
c
)k∈{0,1,...,k
‑
1}
[0068]
步骤四、由于当前分解的伪符号只与输入码元有关，同时扩频码组已知，因此第n个码元的第j个码片度量增量可表示如下：
[0069][0070]
步骤五、通过累加每个码元期间的码片度量增量得到码元度量增量z
d
，利用viterbi算法进行解调恢复原始信息d
n
。
[0071]
根据最大似然序列检测理论(mlse)，选择与接收信号具有最小欧式距离的信号为判决输出，其可表示为：
[0072][0073]
即，由于soqpsk
‑
tg是恒包络信号，因此上式可简化为求下式：
[0074][0075]
可将其因此可得λ(d)的改写为递归表达式：
[0076][0077]
由于对于接收端的扩频码组已知，因此可通过上式可求出对应原始码元信息d
n
。可将其进一步按t
c
进行分解得到：
[0078][0079]
因此，码元度量增量可用步骤四中计算得到的码片度量增量累加计算得到，进而可用于viterbi算法进行路径搜索恢复码元信息。
[0080]
本发明通过直接序列扩频使用速率比信息码高得多的伪随机扩频序列异或信息码，得到扩频序列再进行soqpsk调制，拓展信号的传输带宽；进而可以引入扩频增益，具有
抗干扰、抗噪声能力强等优势。在接收端，根据dsss
‑
soqpsk信号模型，推导基于mlse下的最优解扩解调算法，又由于基于最大似然检测下的最优解扩解调算法复杂度过高，通过引入pam分解的方式，降低了解扩解调算法的复杂度，进而降低了硬件开销，且保证了性能。
[0081]
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的工作人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到各种等效的修改或替换，这些修改或替换都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以权利要求的保护范围为准。