兼容打孔模式的信号同步方法、无线信号分析方法及系统与流程

1.本发明涉及一种信号同步的方法，尤其涉及一种兼容打孔模式的信号同步方法，还涉及一种采用所述兼容打孔模式的信号同步方法的无线信号分析方法及系统。


背景技术：

2.ofdm是一种特殊的多载波传输技术，它既可以被看作是一种调制技术，也可以被当作一种复用技术。ofdm通过将高速率的信息符号并行化成低速率符号，然后在多个正交的子载波上并行发送，可以减小宽带系统的频率选择性衰落所带来的影响；通过加入保护间隔(gi)，有效地避免各个符号间干扰。在接收端，只需要利用简单的频域均衡器就可以补偿信道的衰落，使得ofdm接收机的实现变得非常简单。
3.ieee802.11基于ofdm通信的wi
‑
fi标准主要有802.11a/g/n/ac/ax/be，这也是市场上主流的wifi1/3/4/5/6/7对应的通信标准。对于支持802.11a/g/n/ac/ax/be的设备，在面向市场时需要进行合格测试，这时候需要用到综测仪，测试设备也称为dut。
4.综测仪对于802.11a/g/n/ac/ax/be已经有成熟的测试方案，如图1所示为综测仪通用的处理流程，相关方案和系统已经是成熟的模式。
5.不过，802.11ax和802.11be为了灵活使用带宽，在传统带宽之外，还定义了打孔模式。打孔模式是在80m以上传统带宽下，中间某个20m或40m带宽不用于传输数据，如图2所示，总带宽是80m，242表示20m带宽下有242个子载波，484表示40m下有484个子载波，空白部分表示打孔的20m带宽，80m下带宽任何一个20m都可能被打孔。本发明的目的是提供一种分析这类信号的方法和系统。
6.因为在wi
‑
fi标准(802.11ax/be)打孔模式下，综测仪传统分析方式不再适用。首先是同步模块，传统的使用本地序列与接收序列滑动相关的方法不再适用，因为本地序列不知道打孔情况，那就无法选出与接收序列相似的本地序列。然后，因为打孔对应的带宽不存在数据，需要选择出来，将对应的子载波去使能。还有就是相位跟踪与补偿模块，打孔模式下失去了对称性，原来的方法也不再适用。


技术实现要素：

7.为解决现有技术中的问题，本发明提供一种兼容打孔模式的信号同步方法，还提供一种采用所述兼容打孔模式的信号同步方法的无线信号分析方法及系统。
8.本发明兼容打孔模式的信号同步方法包括如下步骤：
9.步骤一：获取接收到的信号的前导部分数据；
10.步骤二：基于该前导部分数据用盲估计方法计算频偏；
11.步骤三：基于频偏计算频偏后的差分值，根据差分值的均值获取预频偏值；
12.步骤四：采用预频偏值对接收到的信号进行补偿；
13.步骤五：对补偿预频偏后数据的长训练序列lts滑动同步处理：创建相关函数，所述相关函数的峰值为lts的起始点，根据该起始点更新帧起始点，完成信号的精同步。
14.本发明作进一步改进，步骤一中，将接收到的信号的前导部分y(t)数据进行备份，获取备份数据z(t)，备份方式为z(t)＝y(t)，t∈[t
start
‑
4us*fs t
start
20us*fs]，其中fs为采样率，t
start
为使用功率窗完成帧检测得到的帧头位置使用功率窗完成帧检测得到的帧头位置，t为时域采样点序号。
[0015]
本发明作进一步改进，步骤二中，间隔时长选择短训练序列sts的序列长度为0.8us，则间隔采样点为n1＝fs*0.8us，频偏计算持续时长选择0.1us，即持续采样点为n2＝fs*0.1us，则频偏f(n)的计算公式为：
[0016][0017][0018]
其中，arctan为求反正切，上标*为求复信号的复共轭，在24us的取值范围下，n取值从1到239。
[0019]
本发明作进一步改进，步骤三中，当连续设定数量的差分值的绝对值均小于设定值，则说明预频偏计算成功，即预频偏f
pre
值为连续设定数量的差分值对应的频偏f(n)的均值，步骤四中，接收信号z(t)补偿预频偏后的数据
[0020]
本发明作进一步改进，步骤五中，补偿预频偏后的数据用复数形式描述为：z
*
(t)＝z
i
(t) j*z
q
(t)，t＝1
…
，n，n＝fs*28us，将8us长训练序列lts拆开表示成以下形式：
[0021]
1.6us1.6us1.6us1.6us1.6usgi2t1
‑
1t1
‑
2t2
‑
1t2
‑2[0022]
其中，上行为各段的长度，下行为长训练序列，构造组合a＝gi2 t1
‑
1 t1
‑
2和组合b＝t1
‑
2 t2
‑
1 t2
‑
2，则a＝b，组合a和b的长度记为m1，m1＝fs*4.8us，组合a和组合b的距离为m2，m2＝fs*3.2us，
[0023]
定义时刻t的相关函数为：
[0024][0025]
函数c(t)的取值范围在t∈[t
start
4us*fs t
start
15.2us*fs]，然后求c(t)的峰值max|c(t)|对应的位置t
peak
，由自相关的特性可知，当t
peak
是长训练序列lts的起始点时，c(t)达到峰值，因此，帧起始点t
peak
可更新为t
start
＝t
peak
‑
8*fs，由此完成信号的精同步，且不受信号是否打孔的影响
[0026]
本发明还提供一种采用所述兼容打孔模式的信号同步方法的无线信号分析方法，包括如下步骤：
[0027]
s1：综测仪接收待测设备下发的无线信号，所述无线信号兼容打孔模式信号；
[0028]
s2：综测仪下变频信号和采样，自动增益控制处理，并根据功率窗完成帧检测；
[0029]
s3：兼容打孔模式的信号同步：采用权利要求1
‑
5任一项所述的兼容打孔模式的信号同步方法；
[0030]
s4：对同步后的信号进行频偏估计和补偿，去掉循环前缀gi，然后将各个字段变换
到频域；
[0031]
s5：打孔带宽分析，确定打孔位置；
[0032]
s6：信道估计和均衡，得到每个数据符号的频域；
[0033]
s7：兼容打孔模式的相位跟踪和补偿；
[0034]
s8：解映射，分析结果并输出。
[0035]
本发明作进一步改进，步骤s5中，所述确定打孔位置的方法为：
[0036]
接收信号y(t)的带宽根据信号信息获取，记n＝信号/20m，n为20m带宽的个数，其中数据训练序列用傅里叶运算变换到频域的表示为h(k)，k∈[1 k]，k为接收信号子载波总数，傅里叶变换过程为t
train
为数据训练序列起始位置，y(t
train
i)表示y(t)上t＝t
train
i的点，
[0037]
记其中n
20m
∈[1 n]为20m带宽序号，k
20m
＝k/n为一个20m内的子载波个数，|h(i)|为h(i)的功率。
[0038]
求p(n
20m
)的最大值计为p
max
＝max{p(n
20m
)}，n
20m
∈[1 n]，
[0039]
计20m带宽的打孔函数为：
[0040][0041]
即a(n
20m
)＝0为打孔部分，a(n
20m
)＝1为非打孔部分。
[0042]
本发明作进一步改进，步骤s7中，相位跟踪和补偿之前，需要进行相位偏移计算，所述相位偏移计算的方法为：
[0043]
非打孔时，符号s均衡后的频域表示为y
s
(k)，k∈[1 k]，k为接收信号子载波总数，y
s
(k)的导频子载波记为y
s
(p)，p∈导频子载波，数据子载波记为y
s
(d)，d∈数据子载波，导频子载波在发送端和接收端的数据取值只有
±
1，用y
s
(pilot_i)表示符号s序号i的导频子载波，x
s
(pilot_i)表示序号i上的导频子载波的理想值，loc
s
(pilot_i)为序号i的导频pilot_i所在频域子载波序号，k
pilot
为导频个数，∠为求角度，k
n20，pilot
＝k
pilot
/n为20m单位上的导频数，
[0044]
在序号n
20m
∈[1 n]的20m带宽上，计算
[0045][0046][0047]
其中，
[0048]
phase(pilot_i)＝∠y
s
(pilot_i)
‑
∠x
s
(pilot_i)
[0049]
sloc
s，pilot_i
＝loc
s，pilot_i
shift(n20)
[0050]
shift(n20)＝(n
‑
2*n20 1)*k
20m
/2
[0051]
δθ
1，n20
表示n
20m
带宽上所有导频子载波的整体相位偏移，δθ
2，n20
为n
20m
带宽上所有导频子载波相对n
20m
带宽中心子载波序号的相位偏移。
[0052]
本发明作进一步改进，基于所述相位偏移值，对相位进行偏移补偿的方法为：
[0053]
在序号n
20m
∈[1 n]的20m带宽上，当k∈[k
n20，pilot
*(n
20m
‑
1) 1k
n20，pilot
*n
20m
]时，补偿值为：
[0054][0055]
其中mod为求余计算，补偿方式为：
[0056][0057]
循环n
20m
∈[1 n]，直到所有20m带宽都完成了跟踪和补偿，其中打孔的带宽由a(n
20m
)＝0去旁路，
[0058]
δθ
1，n20
的计算和补偿也就是相位跟踪和补偿，的计算和补偿也就是采样偏跟踪和补偿。
[0059]
本发明还提供一种实现所述无线信号方法的系统，包括：
[0060]
信号接收模块：用于综测仪接收待测设备下发的无线信号，所述无线信号兼容打孔模式信号；
[0061]
帧检测模块：用于综测仪下变频信号和采样，自动增益控制处理，并根据功率窗完成帧检测；
[0062]
信号同步模块：用于兼容打孔模式的信号同步；
[0063]
频域变换模块：对同步后的信号进行频偏估计和补偿，去掉循环前缀gi，然后将各个字段变换到频域；
[0064]
打孔带宽分析模块：用于打孔带宽分析，确定打孔位置；
[0065]
信道估计和均衡模块：用于信道估计和均衡，得到每个数据符号的频域；
[0066]
相位跟踪和补偿模块：用于兼容打孔模式的相位跟踪和补偿；
[0067]
解映射输出：用于解映射，分析结果并输出。
[0068]
与现有技术相比，本发明的有益效果是：。
附图说明
[0069]
图1为本发明现有技术无线信号分析方法流程图；
[0070]
图2为wi
‑
fi信号打孔模式示意图；
[0071]
图3为本发明信号分析方法流程图；
[0072]
图4为时域前导sts和lts的时域分布示意图；
[0073]
图5为使用本发明方法计算到t
peak
值示意图；
[0074]
图6为进行wi
‑
fi信号分析的频谱示意图。
具体实施方式
[0075]
下面结合附图和实施例对本发明做进一步详细说明。
[0076]
如图3所示，本发明综测仪传统分析wi
‑
fi标准信号的模式，用于分析802.11ax/be打孔模式不适用，本发明综测仪内添加一个打孔带宽分析方法，提出一种新的同步方法和相位跟踪方法，弥补掉传统分析方式分析打孔模式信号的缺陷。新的同步方法确保打孔信号精同步，打孔带宽分析方法排除掉不发数据的带宽，新的相位跟踪与补偿方法确保打孔
信号补偿残余频偏和采样偏，最终完成信号分析流程。本发明支持了wi
‑
fi打孔模式信号的分析，并且兼容非打孔模式信号的分析。
[0077]
本发明在图1的基础上进行变更，主要包括3个模块：兼容打孔模式信号同步、打孔带宽分析、兼容打孔模式相位跟踪与补偿。
[0078]
本发明基于综测仪测试dut下发wi
‑
fi标准(802.11a/g/n/ac/ax/be)信号，因此基于协议标准，他们有相同的短训练序列sts和长训练序列lts。sts和lts用于标准兼容、同步、频偏估计和补偿。802.11ax/be支持发打孔模式信号，本发明考虑了打孔模式信号特点和分析模式而完成，图3内白底模块不做详细说明，或者参考我司前置提交的相关发明。
[0079]
以下结合附图对本发明进行说明，应当理解，此处所作的描述仅用于说明和解释本发明，并不用于限定本发明。
[0080]
假设dut发射的理想信号为x(t)，综测仪作为接收端接收到的信号为y(t)，t为时域采样点序号，由于元器件，信道，噪声等因素影响，综测仪收到的信号y(t)可用模型域采样点序号，由于元器件，信道，噪声等因素影响，综测仪收到的信号y(t)可用模型其中h(t)为信道响应，n(t)为噪声项。
[0081]
步骤1：dut(待测设备)连接综测仪，下发打孔模式信号。
[0082]
步骤2：综测仪下变频信号和采样，agc处理，并根据功率窗完成帧检测。
[0083]
本步骤涉及到的具体技术为业界常规方法，或者参考申请人前置提交的相关发明专利。
[0084]
步骤3：兼容打孔模式的信号同步
[0085]
802.11ax/be打孔模式信号的前导部分兼容802.11a，时域前导sts和lts的时域分布如图4所示，sts是10个长度为0.8us的重复序列，lts是2个长度为3.2us的重复序列外加1.6us的循环前缀gi。
[0086]
将综测仪收到的信号记为y(t)，将步骤2中使用功率窗完成帧检测得到的帧头位置记为t
start
。
[0087]
将前导部分备份，备份信号记为z(t)，备份方式为z(t)＝y(t)，t∈[t
start
‑
4us*fs t
start
20us*fs]，其中fs为采样率，即备份以粗同步点t
start
往前4us为起始，总长度24us。
[0088]
在备份数据z(t)进行同步处理，由于接收信号打孔带宽未知，因此无法知晓理想的lts信号，不过由于sts和lts自带重复性，则可以根据时域信号自带的自相关性获得帧起始位置，lts相对sts持续时间长，则自相关得到的能量峰值更明显。频偏等因素会影响自相关精度，首先要进行频偏预估计和补偿。
[0089]
sts是10个长度为0.8us的重复序列，以0.1us为单位计算频偏，然后做差分，由于基于sts的频偏几乎相同，差分后接于0的部分则是sts有效计算频偏部分，再读取对应位置的频偏值，则为预估计的频偏值。以下对处理算法进行详细说明。
[0090]
步骤3.1基于z(t)盲估计方法计算频偏
[0091]
间隔时长选择sts序列长度0.8us，则间隔采样点为n1＝fs*0.8us。频偏计算持续时长选择0.1us，即持续采样点为n2＝fs*0.1us。
[0092]
[0093][0094]
其中arctan为求反正切，上标*为求复信号的复共轭，在24us的取值范围下，n取值从1到239。
[0095]
步骤3.2差分计算
[0096]
先基于f(n)计算频偏后的差分值
[0097]
g(n)＝f(n)
‑
f(n
‑
1)
[0098]
当g(n)的绝对值小于5khz，且连续个数m＞50时，说明预频偏计算成功，记连续起始点为k，则预频偏值为这50个连续g(n)对应的频偏f(n)的均值，
[0099]
步骤3.3：频域预补偿
[0100]
计算到预频偏f
pre
后，补偿接收信号z(t)方式为
[0101]
步骤3.4：lts滑动同步
[0102]
步骤3.3补偿预频偏后数据用复数形式描述为z
*
(t)＝z
i
(t) j*z
q
(t)，t＝1
…
，n，n＝fs*28us。定义相关运算为：
[0103][0104]
将8us lts拆开表示成以下形式，由lts的重复性和gi的定义，则有gi2＝t1
‑
2＝t2
‑
2，t1
‑
1＝t2
‑
1。
[0105]
1.6us1.6us1.6us1.6us1.6usgi2t1
‑
1t1
‑
2t2
‑
1t2
‑2[0106]
构造组合a＝gi2 t1
‑
1 t1
‑
2和组合b＝t1
‑
2 t2
‑
1 t2
‑
2，则a＝b，且是整个前导中能得到的最长的重复序列。组合a和b的长度记为m1，m1＝fs*4.8us，组合a和组合b的距离为m2，m2＝fs*3.2us。
[0107]
定义时刻t的相关函数为
[0108][0109]
在缩小滑动量和保证计算合理性的需求下，函数c(t)的取值范围在t∈[t
start
4us*fs t
start
15.2us*fs]。然后求c(t)的峰值max|c(t)|对应的位置t
peak
，由自相关的特性，可知当t
peak
是lts的起始点时，c(t)达到峰值，因此，帧起始点t
start
可更新为t
start
＝t
peak
‑
8*fs，由此完成信号的精同步，且不受信号是否打孔的影响。图5为打孔信号使用本方法计算到的c(t)值，即只有1个明显的峰值。
[0110]
步骤4：完成频偏估计和补偿，去掉gi，对各个字段做fft运算变换到频域。
[0111]
此步骤回退到接收信号y(t)上进行，帧起始位置使用步骤3计算到的t
start
，其余步骤和流程为业界通用方式即可，不做详叙。
[0112]
步骤5：打孔带宽分析
[0113]
打孔信号是较大带宽(80m以上)打掉某个20m或者40m，被打孔的20m带宽上功率要
求至少比未打孔的低20db，可以使用此需求来判定哪部分带宽被打孔了。
[0114]
接收信号y(t)的带宽可根据信号信息知道，记n＝信号带宽/20m，为20m带宽的个数，其中数据训练序列用fft运算变换到频域的表示为h(k)，k∈[1 k]，k为接收信号子载波总数，傅里叶变换过程为t
train
为数据训练序列起始位置，y(t
train
i)表示y(t)上t＝t
train
i的点。
[0115]
记其中n
20m
∈[1 n]为20m带宽序号，k
20m
＝k/n为一个20m内的子载波个数，|h(i)|为h(i)的功率。
[0116]
求p(n
20m
)的最大值计为p
max
＝max{p(n
20m
)}，n
20m
∈[1 n]。
[0117]
计20m带宽的打孔函数为
[0118][0119]
即a(n
20m
)＝0为打孔部分，a(n
20m
)＝1为非打孔部分。
[0120]
步骤6：信道估计和均衡，得到每个数据符号的频域表示y
s
(k)，y
s
(k)可以视为发射信号在噪声干扰影响下的值，由y
s
(k)去解调发送的是什么信息。下标s表示符号序列，s∈[1 s]，s为接收信号总符号数，编号k表示子载波序号，k∈[1 k]，k为接收信号子载波总数。此步骤使用业界通用方式即可，不做详叙。
[0121]
步骤7：兼容打孔模式的相位跟踪和补偿
[0122]
在打孔信号中，因为某个20m带宽不携带信号，那上面的导频也不存在，因此，原有的相位跟踪方式不能使用。不过，不管怎么打孔，以20m为单位的带宽上，其导频仍然具有对称性。非打孔时，符号s均衡后的频域表示为y
s
(k)，k∈[1 k]，k为接收信号子载波总数。y
s
(k)的导频子载波记为y
s
(p)，p∈导频子载波，数据子载波记为y
s
(d)，d∈数据子载波。导频子载波在发送端和接收端的数据是已知的，取值只有
±
1。用y
s
(pilot_i)表示符号s序号i的导频子载波，x
s
(pilot_i)表示序号i上的导频子载波的理想值，loc
s
(pilot_i)为序号i的导频pilot_i所在频域子载波序号，k
pilot
为导频个数，∠为求角度，k
n20，pilot
＝k
pilot
/n为20m单位上的导频数。
[0123]
步骤7.1：相位偏移计算
[0124]
在序号n
20m
∈[1 n]的20m带宽上，计算
[0125][0126][0127]
其中
[0128]
phase(pilot_i)＝∠y
s
(pilot_i)
‑
∠x
s
(pilot_i)
[0129]
sloc
s，pilot_i
＝loc
s，pilot_i
shift(n20)
[0130]
shift(n20)＝(n
‑
2*n20 1)*k
20m
/2
[0131]
其中δθ
1，n20
表示n
20m
带宽上所有导频子载波的整体相位偏移，δθ
2，n20
为n
20m
带宽
上所有导频子载波相对n
20m
带宽中心子载波序号的相位偏移。
[0132]
步骤7.2相位偏移补偿
[0133]
在序号n
20m
∈[1 n]的20m带宽上，当k∈[k
n20，pilot
*(n
20m
‑
1) 1k
n20，pilot
*n
20m
]时，补偿值为
[0134][0135]
其中mod为求余计算。
[0136]
补偿方式为
[0137][0138]
其中mod为求余数计算。
[0139]
步骤7.3循环n
20m
∈[1 n]，直到所有20m带宽都完成了跟踪和补偿。其中打孔的带宽由a(n
20m
)＝0去旁路。
[0140]
本步骤中，δθ
1，n20
的计算和补偿也就是相位跟踪和补偿，的计算和补偿也就是采样偏跟踪和补偿。
[0141]
步骤8：解映射，分析结果和输出。同样，此步骤使用业界通用方式即可，不做详叙。
[0142]
图6是使用itest的综测仪wt
‑
448分析802.1lbe 80m第二个20m打孔信号的结果，从频谱图spectrum可以看到第二个20m功率衰落达30db。
[0143]
本发明为了支持802.11ax/be协议打孔模式信号，在同步上使用时域信号相同字段自相关特性，不需要选择符合打孔信号的本地训练序列。在相位跟踪和补偿方面，采用了在逐个20m带宽内进行相位跟踪和补偿的方法，避免了打孔带宽带来的不确定影响。同时，支持打孔模式信号分析，并兼容非打孔模式信号。
[0144]
以上所述之具体实施方式为本发明的较佳实施方式，并非以此限定本发明的具体实施范围，本发明的范围包括并不限于本具体实施方式，凡依照本发明所作的等效变化均在本发明的保护范围内。