高速闭环开关模式升压转换器的制作方法

高速闭环开关模式升压转换器
1.相关申请
2.本技术要求2020年7月24日提交的且题为“high-speed closed loop switch-mode boost converter”的美国非临时专利申请第16/938,294号的优先权，该申请通过引用并入本文以用于所有目的。


背景技术：

3.放大高带宽信号的一些系统使用第一功率转换器电路(通常是开关模式升压功率转换器)将dc电压升压到固定高压轨。固定高压轨用作第二功率转换器电路的输入电压。第二功率转换器电路适用于放大具有高最大频率分量或信号带宽的时变信号。第二功率转换器通常实现为线性功率转换器电路，并且在某些情况下，实现为开关模式降压转换器电路。在这样的系统中，第二功率转换器电路接收时变信号并且降低固定高压轨的输入电压以生成时变信号的放大形式。
4.在一些系统中，第一功率转换器电路生成高压轨，使得其遵循放大的时变信号的外振幅包络(即，时变信号的低频分量)，并且第二功率转换器生成放大的时变信号的高频分量。在这样的系统中，放大的高频分量的振幅与外振幅包络之间的电压差可能导致功率效率损失。


技术实现要素：

5.在一些实施方案中，闭环开关模式升压转换器包括开关信号发生器电路、开关模式升压放大器电路、滤波器电路和误差放大器电路。所述开关信号发生器包括用于接收时变输入信号的信号输入节点以及用于输出开关信号的开关信号输出节点。所述开关信号的占空比与所述时变输入信号的振幅具有第一非线性关系。所述开关模式升压放大器电路包括用于接收输入电压的输入电压节点、耦合到所述开关信号输出节点以用于接收所述开关信号的开关驱动器输入节点、以及用于输出时变输出信号的信号输出节点。所述时变输出信号的振幅与所述开关信号的所述占空比具有第二非线性关系，并且基于所述第一非线性关系和所述第二非线性关系，所述时变输出信号与所述时变输入信号具有线性关系。所述滤波器电路包括耦合到开关模式升压放大器电路的信号输出节点以接收时变输出信号的滤波器输入节点，以及用于输出经滤波的时变输出信号的滤波器输出节点。所述误差放大器电路具有耦合到所述信号输入节点以用于接收所述时变输入信号的第一输入节点，以及耦合到所述开关模式升压放大器电路的所述滤波器输出节点以接收所述经滤波的时变输出信号的第二输入节点。所述误差放大器电路使用所述时变输入信号和所述经滤波的时变输出信号产生反馈控制信号，基于所述反馈控制信号调整所述经滤波的时变输出信号。所述时变输入信号具有第一最大频率分量，所述第一最大频率分量基本大于dc，并且所述经滤波的时变输出信号具有第二最大频率分量，所述第二最大频率分量与所述第一最大频率分量基本相同。
附图说明
6.图1a是现有技术开关模式升压转换器的简化电路图。
7.图1b显示与现有技术开关模式升压转换器相关联的简化信号图。
8.图2a-b是根据一些实施方案的高速闭环开关模式升压转换器的简化电路图。
9.图3a-d是根据一些实施方案的提供高速闭环开关模式升压转换器的开关信号发生器电路的细节的简化电路图。
10.图4a-d显示根据一些实施方案的与高速闭环开关模式升压转换器相关联的简化信号图。
11.图5a是根据一些实施方案的提供高速闭环开关模式升压转换器的滤波器电路的细节的简化电路图。
12.图5b是根据一些实施方案的高速闭环开关模式升压转换器的滤波器电路的简化传递函数。
13.图6是根据一些实施方案的多相闭环开关模式升压转换器的简化电路图。
14.图7是根据一些实施方案的高速闭环开关模式升压转换器的简化电路图。
15.图8是根据一些实施方案的使用高速闭环开关模式升压转换器实现的射频(rf)放大器的简化电路图。
16.图9是根据一些实施方案的使用高速闭环开关模式升压转换器实现的音频放大器的简化电路图。
具体实施方式
17.在此描述的一些实施方案提供用于放大时变信号的高速闭环开关模式升压(“闭环”)转换器。在一些实施方案中，闭环转换器接收时变输入信号并生成经滤波的时变输出信号，该经滤波的时变输出信号有利地与时变输入信号具有基本线性的关系，并且具有基本高于dc的最大频率分量，该最大频率分量与时变输入的最大频率分量基本相同。闭环转换器有利地包括反馈路径以进一步提高放大时变输入信号的保真度，并且在不使用中间高压轨信号的情况下放大时变信号，从而与常规转换器相比提高闭环转换器的功率效率。
18.在一些实施方案中，闭环转换器通常包括开关信号发生器电路。开关信号发生器电路基于时变输入信号生成开关信号。开关信号的占空比与时变输入信号具有第一非线性关系。开关信号驱动开关模式升压转换器的开关。基于开关信号，开关模式升压转换器生成放大的时变输出信号。开关模式升压转换器的第二非线性关系，当被第一非线性关系“抵消”时，导致时变输出信号与时变输入信号之间的线性关系。耦合到开关模式升压转换器的输出的高阶(例如大于二阶)滤波器电路基本上通过时变输出信号中存在的时变输入信号的频率分量。高阶滤波器电路还基本上衰减时变输出信号中存在的高于时变输入信号的最大频率分量的频率。如将要讨论的，这样的实施方案可以有利地简化和提高通常需要两个或更多个功率转换器的电路(诸如在射频(rf)放大器电路中使用的包络跟踪电路)的功率效率。闭环转换器的反馈路径基于时变输入信号和放大的时变输出信号产生反馈控制信号。反馈控制信号由闭环转换器的开关信号发生器电路接收，以调整时变输出信号，使得时变输出信号准确地再现和放大时变输入信号，同时保持时变输入信号与时变输出信号之间的线性关系。
19.放大高带宽信号的一些常规系统使用第一功率转换器(通常是开关模式升压功率转换器)将dc电压升压到固定高压轨。固定高压轨用作能够放大高带宽信号的第二功率转换器的输入电压。这种第二转换器包括线性功率转换器，并且在某些情况下，包括开关模式降压转换器。第二功率转换器电路接收高带宽信号并降低高压轨的输入电压以生成高带宽信号的放大形式。由于高压轨与降压放大的信号之间的电压差，常规的两级放大器可能会产生功率效率损失。一些常规的两级放大器使用包络跟踪技术来降低这种功率效率损失，其中高压轨跟踪时变输入信号的低频分量。然而，由于高压轨与放大的输出信号之间的电压差，仍然会发生功率效率损失。
20.在第二功率转换器是开关模式降压转换器的情况下，转换器的输出电压vout作为转换器开关占空比d的函数与转换器的输入电压vin线性相关，该关系为：
21.vout＝d
×
vin
ꢀꢀ
(方程1)。
22.相比之下，当第一功率转换器被实现为开关模式升压功率转换器时，在升压转换器的输出电压vout与升压转换器的输入电压vin之间具有作为开关占空比d的函数的非线性关系，该关系为：
[0023][0024]
图1a显示现有技术开关模式升压功率转换器(“转换器”)100的简化电路图。转换器100在输入电压节点102处接收固定输入电压vin并在输出电压节点104处生成升压的dc电压vout以向负载119提供电力。转换器100通常包括比较器电路106、斜坡发生器电路108、误差放大器电路110、脉冲发生器电路114、开关驱动器电路118、补偿器电路121、开关s1、电感器l1、输出整流器(例如二极管d1)和电容器c1。转换器100通常还包括反馈路径112，其包括误差放大器电路110和补偿器电路121。
[0025]
比较器电路106从斜坡发生器电路108接收斜坡信号vramp。比较器电路106在斜坡信号vramp与从反馈路径112上的误差放大器电路110接收的控制信号vc之间执行比较。补偿器电路121耦合到误差放大器电路110。误差放大器电路110将参考电压vref与升压电压vout(从补偿器电路121接收)的(通常)缩放值进行比较，并放大vref与升压电压vout的缩放值之间的误差以生成控制信号vc。来自比较器电路106的比较结果被传送到脉冲发生器电路114(例如施密特触发器)。脉冲发生器电路114基于比较结果生成明确定义的脉冲(例如，具有最小脉冲宽度和明确定义的脉冲边缘的脉冲)。这些脉冲在信号节点116处形成脉宽调制(pwm)信号vpwm。在开关驱动器电路118的开关驱动器输入节点处接收pwm信号vpwm。开关驱动器电路118缓冲、电平移位或以其他方式调节pwm信号vpwm以产生用于接通和断开开关s1的合适的栅极驱动信号。当开关s1接通时，开关s1将电流从开关s1的高侧传导到开关s1的低侧。在某些设计中，开关s1是场效应晶体管(fet)。开关s1的高侧通过电感器l1耦合到输入电压节点102。开关s1的低侧耦合到接地节点或另一个偏置电压(例如vss)。另外，开关s1的高侧通过输出整流器(在图1a中实现为二极管d1)耦合到负载119。电容器c1将输出电压节点104耦合到接地节点或其他偏置电压节点。电容器c1通常滤除升压电压vout的非dc频率分量，从而使dc电压通过并基本上阻挡非dc频率。在负载119处接收升压电压vout。
[0026]
如参考方程2所讨论的，vout作为pwm信号vpwm的占空比d的函数与vin非线性相
关。图1b的简化信号图120显示随时间t在图1a的比较器电路106处接收的斜坡信号vramp 122和控制信号vc 124。图1b的简化信号图140显示经由比较器电路106和脉冲发生器电路114从斜坡信号vramp 122和控制信号vc 124生成的pwm信号vpwm 142。在所显示的示例中，为简单起见，控制信号vc 124被显示为随时间t恒定。然而，应理解控制信号vc 124可随时间改变。
[0027]
斜坡信号vramp 122以及延伸的pwm信号vpwm 142被显示为具有周期t1。斜坡信号vramp 122低于控制信号vc 124的持续时间被指定为持续时间t1’。图1a的比较器电路106输出比较值，当控制信号vc 124大于斜坡信号vramp 122时该比较值为正，且当控制信号vc 124小于斜坡信号vramp 122时该比较值为负(或零)。脉冲发生器电路114接收比较值并基于所接收的比较值生成脉冲(例如144)。因此，脉冲144的脉冲宽度也是持续时间t1’。脉冲持续时间t1’与周期t1的比率是该周期的pwm信号vpwm 142的占空比d。如方程2所显示，对于固定输入电压vin，升压的输出电压vout分别随着占空比d的增加和减少而非线性地增加和减少。这种非线性关系在图1b的简化信号图160中示出。如图所示，对于固定输入电压vin 164，升高的输出电压vout 162是pwm信号vpwm 142的占空比d的非线性函数。
[0028]
图2a示出根据一些实施方案的具有线性信号特性的高速闭环开关模式升压转换器(“闭环转换器”)240的简化电路图。闭环转换器240的相同编号的元件可以具有与图1a的转换器100的对应相同编号的元件类似的描述，尽管设计考虑可能导致这些元件的实际实现在两个电路中呈现不同。为了简化对闭环转换器240的描述，图2a中省略了闭环转换器240的一些元件，但是应该理解为存在。
[0029]
通常，闭环转换器240包括开关信号发生器电路242、开关模式升压放大器(“放大器”)电路部分243、向负载246提供电力的滤波器电路244和在闭环转换器240的反馈路径272上的误差放大器电路270。放大器电路部分243通常包括输入电压节点102、开关驱动器电路118、开关s1、电感器l1、信号输出节点252和在此实现为二极管d1的输出整流器。在一些实施方案中，开关s1是功率fet。例如，在一些实施方案中，开关s1是n-fet或p-fet。在一些实施方案中，开关驱动器电路118是开关信号发生器电路242的一部分。
[0030]
误差放大器电路270的第一输入端耦合到闭环转换器240的信号输入节点248，误差放大器电路270的第二输入端耦合到闭环转换器240的信号输出节点254(即滤波器输出节点)，并且误差放大器电路270的输出端耦合到开关信号发生器电路242。在一些实施方案中，误差放大器电路270包括与补偿器电路121相似或相同的补偿器电路(未显示)。
[0031]
开关信号发生器电路242在信号输入节点248处接收时变输入信号vsig(t)并在输出节点250处生成开关信号vpwm’(t)。开关信号vpwm’(t)的占空比与时变输入信号vsig(t)的振幅具有非线性关系。在一些实施方案中，振幅与占空比的关系描述为：
[0032][0033]
其中d(t)是开关信号vpwm’(t)的占空比，其根据时变输入信号vsig(t)的振幅随时间t变化，并且k是常数。时变输入信号vsig(t)是具有随时间变化的上升和下降振幅的信号，导致基本大于dc的频率分量。在一些实施方案中，时变输入信号vsig(t)的信号带宽vsig
bw
或最大频率分量fmax(vsig(t))是20hz-20khz。在其他实施方案中，信号带宽vsig
bw
或最大频率分量fmax(vsig(t))大于1mhz、大于10mhz，并且在一些实施方案中，大约为
100mhz。在一些实施方案中，时变输入信号vsig(t)是正弦曲线。在一些实施方案中，时变输入信号vsig(t)是调制正弦曲线。在一些实施方案中，时变输入信号vsig(t)是具有时变振幅的信号，具有高达并包括fmax(vsig(t))的频率含量。在一些实施方案中，时变输入信号vsig(t)是音频信号。在一些实施方案中，时变输入信号vsig(t)是包络信号。在一些实施方案中，时变输入信号vsig(t)是通信信号或适用于放大的另一信号。
[0034]
开关驱动器电路118在开关驱动器输入节点处接收开关信号vpwm'(t)并生成合适的栅极驱动器信号(如参考图1a所描述)以根据vpwm'(t)接通和断开开关s1，从而在信号输出节点252处生成升压的时变输出信号vout'(t)。时变输出信号vout’(t)与开关信号vpwm’(t)的占空比d(t)具有非线性关系(类似于方程2的)，此处表示为：
[0035][0036]
因此，通过将如方程3中所显示的占空比d(t)的第一非线性关系代入方程4的时变输出信号vout'(t)的第二非线性关系，显示了有利地实现时变输入信号vsig(t)、时变输出信号vout'(t)和经滤波的时变输出信号vsigout(t)之间的线性关系。这种线性关系可以表示为：
[0037]
vsigout(t)＝k'
×
vsig(t) vin
ꢀꢀ
(方程5)，
[0038]
其中常数k'包括常数k和恒定输入电压vin。
[0039]
滤波器电路244在滤波器输入节点(即信号输出节点252)处接收时变输出信号vout’(t)并基本上滤除时变输入信号vsig(t)的大于信号带宽vsig
bw
或最大频率分量fmax(vsig(t))的频率分量(例如开关频率及其谐波)。滤波器电路244在滤波器输出节点(即信号输出节点254)处输出经滤波的时变输出信号vsigout(t)。在负载246处接收经滤波的时变输出信号vsigout(t)。经滤波的时变输出信号vsigout(t)有利地具有与输入信号vsig(t)的信号带宽基本相同的信号带宽，并且具有与时变输入信号vsig(t)的最大频率分量fmax(vsig(t))相同的最大频率分量fmax(vsigout(t))。即，vsig(t)和vsigout(t)都包括一系列频率分量，范围从最小频率分量到最大频率分量，该范围基本相同。这与转换器100形成对比，该转换器由于电容器c1而基本上滤除vout的非dc频率分量。
[0040]
误差放大器电路270从信号输入节点248接收第一时变感测信号sensevsig(t)和从信号输出节点254(即滤波器输出节点)接收第二时变感测信号sensevsigout(t)，并且使用第一感测信号sensevsig(t)和/或第二感测信号sensevsigout(t)中的一者或两者来产生由开关信号发生器电路242接收的时变反馈控制信号errorctrl(n)。第一感测信号sensevsig(t)代表在信号输入节点248处(例如，使用模数转换器(adc)或使用模拟电路)感测到的电压电平和/或电流电平中的一者或两者。类似地，第二感测信号sensevsigout(t)代表在信号输出节点254处(例如，使用adc或使用模拟电路)感测到的电压电平和/或电流电平中的一者或两者。在一些实施方案中，误差放大器电路270包括类似于补偿器电路121的补偿器电路(未显示)，并且第二感测信号sensevsigout(t)是从补偿器电路输出的信号。误差放大器电路270将第二感测信号sensevsigout(t)或基于第二感测信号的信号(例如，缩放、缓冲、滤波、相移或以其他方式补偿的信号)与参考信号进行比较以生成反馈控制信号errorctrl(n)，参考信号是或基于第一感测信号sensevsig(t)(例如，缩放信号、缓冲、相移或滤波的信号)。在一些实施方案中，反馈控制信号errorctrl(n)是时变数字信号。在其
他实施方案中，反馈控制信号errorctrl(n)是时变模拟信号。
[0041]
反馈控制信号errorctrl(n)由开关信号发生器电路242接收以最终调整在信号输出节点254产生的经滤波的时变输出信号vsigout(t)的输出电平，使得经滤波的时变输出信号vsigout(t)准确地产生(即具有高保真度)时变输入信号vsig(t)的放大版本。通过包括反馈路径272，在由开关信号发生器电路242执行线性化之后剩余的残余误差(例如非线性)被有利地校正，尽管闭环转换器240的最大带宽可能低于使用开关信号发生器电路242执行线性化的开环转换器的最大带宽。
[0042]
在一些实施方案中，至少开关信号发生器电路242、开关驱动器电路118、误差放大器电路270和开关s1被集成到信号集成电路(ic)封装中。在一些实施方案中，ic封装包括集成闭环转换器240的多个电路元件的半导体器件。在一些实施方案中，半导体器件包括衬底和形成在单片衬底上的有源层。有源层包括全部或部分开关信号发生器电路242、全部或部分开关驱动器电路118、全部或部分误差放大器电路270，并包括开关s1。在一些实施方案中，使用硅(si)形成有源层。在一些实施方案中，使用碳化硅(sic)形成有源层。在其他实施方案中，使用本领域已知的其他材料形成有源层。
[0043]
图2b示出根据一些实施方案的具有线性信号特性的高速闭环开关模式升压转换器(“闭环转换器”)260的简化电路图，其中同步开关s2代替二极管d1被用作输出整流器。闭环转换器260通常包括参考图2a所显示和描述的相同编号的元件。开关驱动器电路262显示为具有耦合到开关s2的栅极节点的第二信号输出端，以通常同步地在开关s1断开时接通开关s2并且在开关s1接通时断开开关s2。如本领域中已知的，用同步开关输出整流器代替二极管输出整流器可以提高系统功率效率。
[0044]
图3a示出根据一些实施方案的开关信号发生器电路342的示例性实施方案的简化电路图。在一些实施方案中，图2a和/或图2b中所显示的开关信号发生器电路242被实现为开关信号发生器电路342。通常，开关信号发生器电路342生成时变斜坡信号vramp’(t)，用以生成开关信号vpwm’(t)。斜坡信号vramp’(t)与时变输入信号vsig(t)非线性相关。斜坡信号vramp'(t)的每个斜坡峰值在振幅上可以与斜坡信号vramp'(t)的一个或多个其他峰值基本不同。相比之下，常规斜坡发生器电路通常生成常规斜坡信号，其中每个斜坡峰值与常规斜坡信号的其他斜坡峰值具有基本相同的振幅。
[0045]
开关信号发生器电路342通常包括电压至电流转换电路部分301、积分器电路部分302和脉冲发生电路部分303。电压至电流转换电路部分301在信号输入节点248处接收时变输入信号vsig(t)并基于时变输入信号vsig(t)产生充电电流isig(t)。积分器电路部分302接收充电电流isig(t)并基于充电电流isig(t)生成时变斜坡信号vramp’(t)。脉冲发生电路部分303接收时变斜坡信号vramp'(t)并基于时变斜坡信号vramp'(t)在输出节点250处生成开关信号vpwm'(t)，开关信号vpwm'(t)具有根据方程3的占空比d(t)。在其他实施方案中，开关信号发生器电路242/342包括适用于生成具有根据方程3的占空比d(t)的开关信号vpwm’(t)的其他电路部分(未显示)。
[0046]
在一些实施方案中，电压至电流转换电路部分301和/或脉冲发生电路部分303可操作来从误差放大器电路270接收反馈控制信号errorctrl(n)，并基于反馈控制信号errorctrl(n)的值来调整时变电流isig(t)和/或比较器的触发电压电平，以产生开关信号vpwm’(t)，从而生成高保真度放大的时变输出信号。
[0047]
图3b示出根据一些实施方案的开关信号发生器电路342a的第一示例性实施方案的简化电路图。在一些实施方案中，图2a和/或图2b中所显示的开关信号发生器电路242被实现为开关信号发生器电路342a。在所显示的示例性实施方案中，开关信号发生器电路342a包括电压至电流转换电路部分301a、积分器电路部分302a和脉冲发生电路部分303a。给定从信号输入节点248接收的时变输入信号vsig(t)，这些电路部分301a、302a、303a生成具有根据方程3的占空比d(t)的开关信号vpwm'(t)。
[0048]
在所显示的实施方案中，示例性电压至电流转换电路部分301a通常包括任选可调电流源电路301b以及开关s3。开关s3通过电阻器r1耦合到正电压节点vdd。在一些实施方案中，开关s3是场效应晶体管(fet)。在一些实施方案中，开关s3是n-fet、p-fet或双极结型晶体管(bjt)。适用于基于所接收的时变电压信号、时变数字信号或静态数字信号生成时变电流的其他电压至电流转换电路部分，如本领域中已知的，可以用于本文所描述的电压至电流转换部分。
[0049]
积分器电路部分302a通常包括耦合在电压至电流转换电路部分301a与接地节点(或另一偏置电压vss)之间的电容器c2、并联耦合到电容器c2的开关s4(即放电开关)、以及耦合到开关s4的开关控制节点的开关控制电路305。
[0050]
脉冲发生电路部分303a通常包括比较器电路307(即，类似于比较器电路106的电压比较电路)、触发电平发生电路309、以及任选脉冲发生器电路311。比较器电路307的第一输入端耦合到电容器c2，并且比较器电路307的第二输入端耦合到触发电平发生电路309。比较器电路307在高压轨vcomph与低压轨vcompl之间供电。比较器电路307的输出端耦合到脉冲发生器电路311(其类似于脉冲发生器电路114)的输入端。在一些实施方案中，高压轨vcomph是vdd并且低压轨vcompl是接地节点(或其他偏置电压vss)。在一些实施方案中，比较器电路307适用于生成明确定义的脉冲并且脉冲发生器电路311是任选的。在一些实施方案中，偏置电压节点vss是接地节点。在一些实施方案中，偏置电压节点vss是另一偏置电压。触发电平发生电路309任选地被配置成接收反馈控制信号errorctrl(n)，并基于反馈控制信号errorctrl(n)的值(例如，使用数模转换器(dac)或模拟电路)来调整(即升高或降低)由触发电平发生电路309产生的触发电压vtrig的电平。
[0051]
当由时变输入信号vsig(t)在电流传导控制节点(例如栅极或体节点)处驱动时，开关s3向积分器电路部分302a提供成比例的时变电流isig(t)。在所显示的实施方案中，时变电流isig(t)的振幅与时变输入信号vsig(t)异相180度。在其他实施方案中(例如，如图3d中所显示)，时变电流isig(t)与时变输入信号vsig(t)同相。斜坡信号vramp’(t)由积分器电路部分302a生成。时变电流isig(t)对积分器电路部分302a的电容器c2充电。开关s4在由开关控制电路305触发使得开关s4处于传导状态时，经由放电电流将电容器c2通过开关s4放电到接地电压节点。电容器c2的值和开关s4的开关速率被选择用于对应的电压至电流转换电路部分301a，使得所得到的斜坡信号vramp'(t)的频率比时变输入信号vsig(t)的最大频率大至少两倍，从而产生比时变输入信号vsig(t)的最大频率大至少两倍的开关信号vpwm’(t)的开关频率。斜坡信号vramp'(t)的频率可以在设计时通过实现电压至电流转换电路部分301a、电容器c2的选定电容值、如由开关控制电路305驱动的开关s4的放电频率/周期以及如由开关控制电路305驱动的开关s4的放电占空比来选择。在一些实施方案中，开关s4的放电频率/放电周期被设置为等于或大于当开关s4传导时电容器c2完全放电至接地
节点的持续时间。在图3b中所显示的示例中，时变输入信号vsig(t)的振幅与所生成的斜坡信号vramp’(t)的对应振幅异相180度。即，如图所示的积分器电路部分302a生成具有对应于时变输入信号vsig(t)的最小振幅的最大斜坡峰值振幅和对应于时变输入信号vsig(t)的最大振幅的最小斜坡峰值振幅的斜坡信号vramp'(t)。
[0052]
比较器电路307在第一输入端接收斜坡信号vramp’(t)并将斜坡信号vramp’(t)的振幅与从触发电平发生电路(vtrigger)309接收的触发电压vtrig的振幅进行比较。来自比较器电路307的比较结果被传送到脉冲发生器电路311。脉冲发生器电路311基于比较结果生成明确定义的脉冲。这些脉冲在输出节点250处形成开关信号vpwm’(t)。
[0053]
在一些实施方案中，电路部分301a、302a的元件被选择以生成具有等于或略小于比较器电路307的高压轨vcomph(即电压比较上限)的最大斜坡峰值振幅(即最大斜坡电压)和等于或略大于比较器电路307的低压轨vcompl(即电压比较下限)的最小斜坡峰值振幅(即最小斜坡电压)的vramp'(t)信号。在一些实施方案中，触发电压vtrig的振幅在设计时被设置为大于零且小于或等于斜坡信号vramp’(t)的最小斜坡峰值振幅。在一些实施方案中，触发电压vtrig被设置为比较器电路307的电压轨的固定百分比。在其他实施方案中，触发电压vtrig是基于高压轨vcomph与低压轨vcompl之间的差。在诸如下面参考图3c所讨论的又其他实施方案中，在闭环转换器240/260的操作期间确定触发电压vtrig的振幅。在一些实施方案中，基于反馈控制信号errorctrl(n)相对于固定值调整(例如升高或降低)触发电压vtrig。
[0054]
在一些实施方案中，任选可调电流源电路301b可操作以生成具有基于反馈控制信号errorctrl(n)的值调整的电流电平的误差电流ierr(t)。误差电流ierr(t)有助于电流isig(t)的电流电平，以控制电压至电流转换电路部分301a对电容器c2充电的速率。通过调整对电容器c2的充电速率，反馈控制信号errorctrl(n)可操作以响应于经滤波的时变输出信号vsigout(t)与基于时变输入信号vsig(t)的时变参考信号之间的所确定的差来调整开关信号vpwm'(t)的占空比，从而调整闭环转换器240/260的经滤波的时变输出信号vsigout(t)的输出电平。类似地，在一些实施方案中，触发电平发生电路(vtrigger)309可操作以接收反馈控制信号errorctrl(n)，并基于反馈控制信号errorctrl(n)相对于固定值调整触发电压vtrig的电平，以调整开关信号vpwm'(t)的占空比，从而调整闭环转换器240/260的经滤波的时变输出信号vsigout(t)的输出电平。通过使用反馈控制信号errorctrl(n)调整闭环转换器240/260的经滤波的时变输出信号vsigout(t)的输出电平，由闭环转换器240/260放大的信号的保真度有利地高于由常规转换器放大的信号。
[0055]
图3c示出根据一些实施方案的开关信号发生器电路342b的示例性实施方案的简化电路图。在一些实施方案中，图2a/2b中所显示的开关信号发生器电路242被实现为开关信号发生器电路342b。开关信号发生器电路342b通常包括电压至电流转换电路部分301a、积分器电路部分302a和脉冲发生电路部分303b。相同编号的电路元件对应于参考图3b所显示和讨论的相同编号的电路元件。在所显示的实施方案中，触发电平发生电路(vtrigger)313耦合到电容器c2以接收斜坡信号vramp’(t)。触发电平发生电路313检测最小斜坡峰值电压振幅并生成振幅大于零且等于或小于所检测到的最小斜坡峰值电压振幅的触发电压vtrig。因此，触发电压vtrig的振幅有利地对应于斜坡信号vramp’(t)的特定振幅，而不是设置为任意振幅或在设计时设置振幅。在一些实施方案中，当由触发电平发生电路313接收
(例如，来自控制电路或复位控制电路，未显示)外部控制信号en时发生检测。在一些实施方案中，基于反馈控制信号errorctrl(n)的值进一步调整与斜坡信号vramp’(t)的特定振幅对应的触发电压vtrig的振幅。
[0056]
图3d示出根据一些实施方案的开关信号发生器电路342c的示例性实施方案的简化电路图。在一些实施方案中，图2a/2b中所显示的开关信号发生器电路242被实现为开关信号发生器电路342c。开关信号发生器电路342c通常包括电压至电流转换电路部分301c、积分器电路部分302a和脉冲发生电路部分303a(或图3c中所显示的脉冲发生电路部分303b)。相同编号的电路元件对应于参考图3b所显示和讨论的相同编号的电路元件。在所显示的实施方案中，电压至电流转换电路部分301c使用电流镜拓扑实现，电路部分301c通常包括如图所显示耦合的任选可调电流源电路301b、电阻器r2-4和开关s5-7。在一些实施方案中，开关s5-s7中的任一者可以是n-fet、p-fet、n型功率fet、bjt或p型功率fet。
[0057]
在所显示的示例中，时变输入信号vsig(t)的振幅与所生成的斜坡信号vramp’(t)的对应振幅同相。即，积分器电路部分302a生成具有在时间上对应于时变输入信号vsig(t)的最大振幅的最大斜坡峰值振幅和在时间上对应于时变输入信号vsig(t)的最小振幅的最小斜坡峰值振幅的斜坡信号vramp'(t)。
[0058]
此对应关系进一步在简化信号图470(图4a)中示出，其显示随时间t在比较器电路307(图3d)处接收的斜坡信号vramp'(t)474和触发电压vtrig 476。斜坡信号vramp’(t)474是基于在信号输入节点248处接收的时变输入信号vsig(t)472生成的。在所显示的示例中，斜坡信号vramp’(t)474的最大峰值振幅对应于时变输入信号vsig(t)472的最大振幅。斜坡信号vramp’(t)474的最小峰值振幅对应于时变输入信号vsig(t)472的最小振幅。因此，vsig(t)472和vramp’(t)474同相。如图所显示，触发电压vtrig 476的振幅等于或小于斜坡信号vramp’(t)474的最小峰值振幅。在一些实施方案中，如参考图3b所讨论的，触发电压vtrig 476的振幅在设计时设置。在其他实施方案中，如参考图3c所讨论的，触发电压vtrig 476的振幅是基于斜坡信号vramp’(t)474的最小生成峰值振幅的确定而设置的。在一些实施方案中，基于反馈控制信号errorctrl(n)的值来调整触发电压vtrig 476的振幅。
[0059]
图4a的简化信号图480显示对应于斜坡信号vramp’(t)474与触发电压vtrig 476之间的关系的开关信号vpwm’(t)482。与参考图1b所描述的控制信号vc 124相比，在一些实施方案中，触发电压vtrig 476不随时间t变化。在其他实施方案中，触发电压vtrig 476不随时间t变化，除了基于反馈控制信号errorctrl(n)的值对触发电压vtrig 476作出的调整。在类似于图3c的实施方案中，如果再次触发使能信号en，则可以生成触发电压vtrig 476的新振幅。在这样的实施方案中，触发电压vtrig 476的振幅仍然可以由触发电平发生电路309基于由触发电平发生电路309从误差放大器电路270接收的反馈控制信号errorctrl(n)来调整。
[0060]
斜坡信号vramp’(t)474以及延伸的开关信号vpwm’(t)482被显示为具有周期t2。斜坡信号vramp’(t)474大于触发电压vtrig 476的示例性持续时间被指定为持续时间t2’。在一些实施方案中，当斜坡信号vramp’(t)474的振幅大于触发电压vtrig 476时，比较器电路307输出正值。脉冲发生器电路311接收比较值并基于所接收的比较值生成脉冲(例如484)。因此，脉冲484的脉冲宽度也是持续时间t2’。脉冲持续时间t2’与周期t2的比率是该周期的开关信号vpwm’(t)的占空比d(t)。开关信号vramp’(t)的这个时变占空比d(t)根据
方程3。
[0061]
如图4a的简化信号图490所显示，通过将如方程3所显示的占空比d(t)的第一非线性关系代入方程4的时变输出信号vout'(t)的第二非线性关系，显示了有利地实现时变输入信号vsig(t)与经滤波的时变输出信号vsigout(t)之间的线性关系492。
[0062]
在一些实施方案中，斜坡信号vramp'(t)的周期t2被选择为使得斜坡信号vramp'(t)的频率以及由此开关信号vpwm'(t)的频率比时变输入信号vsig(t)的最大频率分量fmax(vsig(t))或信号带宽vsigbw中的一者或两者大两倍或更多倍。在一些实施方案中，斜坡信号vramp'(t)的周期t2被选择为使得斜坡信号vramp'(t)的频率以及由此开关信号vpwm'(t)的频率比时变输入信号vsig(t)的最大频率分量fmax(vsig(t))或信号带宽vsigbw中的一者或两者大八倍或更多倍。
[0063]
在一些实施方案中，使用基于反馈控制信号errorctrl(n)的值由可调电流源电路301b生成的误差电流ierr(t)来调整斜坡信号vramp’(t)474的斜率。类似地，在一些实施方案中，基于反馈控制信号errorctrl(n)的值来调整(例如，使用数模电压转换器(dac))触发电压vtrig 476的电压电平。通过调整斜坡信号vramp'(t)474的斜率和/或触发电压vtrig 476的电压电平中的一者或两者，调整经滤波的时变输出信号vsigout(t)的电压电平，以有利地最小化或消除经滤波的时变输出信号vsigout(t)和使用时变输入信号vsig(t)生成的时变参考信号之间的差，同时仍然有利地提供时变输入信号vsig(t)与经滤波的时变输出信号vsigout(t)之间的线性关系492。
[0064]
图4b示出由误差放大器电路270在第一信号f(vsig(t))404与第二信号f(vsigout(t))406之间执行示例比较以生成反馈控制信号errorctrl(n)的简化信号图402。第一信号f(vsig(t))是时变输入信号vsig(t)，是时变输入信号vsig(t)的表示，或者是时变输入信号vsig(t)的缩放表示，例如sensevsig(t)。类似地，第二信号f(vsigout(t))是经滤波的时变输出信号vsigout(t)，是经滤波的时变输出信号vsigout(t)的表示，或者是经滤波的时变输出信号vsigout(t)的缩放表示，例如sensevsigout(t)。在一些实施方案中，反馈控制信号errorctrl(n)的值表示第一信号f(vsig(t))404与第二信号f(vsigout(t))406之间的确定差408。在其他实施方案中，反馈控制信号errorctrl(n)的值基于、正比于或反比于第一信号f(vsig(t))404与第二信号f(vsigout(t))406之间的确定差408。在一些实施方案中，在确定差408之前调整第一信号f(vsig(t))404和/或第二信号f(vsigout(t))406的相位。
[0065]
如上所描述，反馈控制信号errorctrl(n)可以由可调电流源电路301b和/或触发电平发生电路313中的一者或两者接收以调整闭环转换器240/260的输出电平，从而时变输入信号vsig(t)被高保真放大。
[0066]
如图4c的简化信号图410所显示，其类似于图4a的简化信号图470，通过改变基于反馈控制信号errorctrl(n)的值由可调电流源电路301b生成的误差电流ierr(t)的电流电平，可以调整斜坡信号vramp'(t)412的斜率，如虚线414所显示，使得经调整的斜坡信号vramp'(t)414超过触发电压vtrig 416的持续时间t3大于或小于未经调整的斜坡信号t4超过触发电压vtrig 416的持续时间t4。因此，如图4c的简化信号图420所显示，开关信号vpwm'(t)424的调整脉冲422的持续时间t3小于或大于开关信号vpwm'(t)424的未调整脉冲426的持续时间t4，从而调整经滤波的时变输出信号vsigout(t)的输出电平。如图4c的简化
信号图430所显示，针对固定输入电压vin 164的线性关系432有利地保持在时变输入信号vsig(t)与经滤波的时变输出信号vsigout(t)之间。
[0067]
如图4d的简化信号图440所显示，通过调整基于反馈控制信号errorctrl(n)的值由触发电平发生电路309/313生成的触发电压vtrig 446的电平vtrig’444，斜坡信号vramp’(t)442超过经调整的触发电压vtrig’444的持续时间t5大于或小于斜坡信号vramp’(t)442超过未经调整的触发电压vtrig 446的持续时间t6。因此，如图4d的简化信号图450所显示，开关信号vpwm'(t)454的调整脉冲452的持续时间t5大于或小于开关信号vpwm'(t)454的未调整脉冲456的持续时间t6，从而调整经滤波的时变输出信号vsigout(t)的输出电平。如图4d的简化信号图460所显示，针对固定输入电压vin 164的线性关系462有利地保持在时变输入信号vsig(t)与经滤波的时变输出信号vsigout(t)之间。
[0068]
图5a示出根据一些实施方案的闭环转换器240/260的滤波器电路544的示例性实施方案的简化电路图。在一些实施方案中，图2a/2b的滤波器电路244被实现为滤波器电路544。在所显示的实施方案中，滤波器电路544被实现为n极pi滤波器。滤波器电路544在信号输出节点252处接收时变输出信号vout’(t)并在信号输出节点254处输出经滤波的时变输出信号vsigout(t)。滤波器电路544的阶数高于二阶滤波器。即，滤波器电路544不被实现为诸如rc或rl滤波器的一阶滤波器，或诸如rlc滤波器的二阶滤波器。滤波器电路544通常包括n个级联滤波器部分，每个滤波器部分通常包括如图所显示耦合的滤波电感器ln、滤波电容器cn和滤波电容器cn 1。在一些实施方案中，级联滤波器部分的数量n为1，并且因此滤波器电路544包括第一滤波电容器和第二滤波电容器以及第一滤波电感器。在其他实施方案中，级联滤波器部分的数量n为2，并且因此滤波器电路544包括第一滤波电容器、第二滤波电容器、第三滤波电容器和第四滤波电容器以及第一滤波电感器和第二滤波电感器。在一些实施方案中，并联电容器可被实现为单独的电容器或单个电容器。在其他实施方案中，级联滤波器部分的数量n大于2。在一些实施方案中，滤波器电路544被实现为切比雪夫滤波器电路、巴特沃斯滤波器电路、椭圆滤波器电路、贝塞尔滤波器电路、有源滤波器电路(例如，使用一个或多个运算放大器)、数字滤波器电路(例如，使用数字信号处理器)或适用于基本上通过等于或小于时变输入信号vsig(t)的最大频率分量fmax(vsig(t))的频率以及基本上衰减大于时变输入信号vsig(t)的最大频率分量fmax(vsig(t))的频率的另一滤波器电路中的一者，其中fmax(vsig(t))基本上大于dc。在一些实施方案中，滤波器电路544具有大于时变输入信号vsig(t)的最大频率分量fmax(vsig(t))的3db截止频率，如图5b的简化信号图520所示出。简化信号图520显示滤波器电路244/544的示例性传递函数522，其在大于或等于时变输入信号vsig(t)的最大频率分量fmax(vsig(t))的频率f处具有3db截止524。为简单起见，已省略传递函数的方面，诸如通带纹波/阻带纹波(当存在时)。在一些实施方案中，滤波器电路244/544的滚降可能比图示的更陡峭。
[0069]
图6示出根据一些实施方案的具有线性信号特性的多相高速闭环开关模式升压转换器(“闭环转换器”)640的简化电路图。闭环转换器640的相同编号的元件可以具有与图1a的转换器100和闭环转换器240/260的对应相同编号的元件类似的描述，但是设计考虑可能导致这些元件的实际实现在不同电路中呈现不同。通常，闭环转换器640包括放大器电路643的m个开关模式升压放大器部分，每个部分通常包括电感器l1-m的相应电感器、开关s1-m的开关以及同步或无源输出整流器，此处显示为二极管d1-m。类似于开关信号发生器电路
242的开关信号发生器电路642输出开关信号vpwm’(t)的m个副本，其每个副本由相应的相位偏移θ
1-θm分隔。具有不同相位偏移的开关信号vpwm’(t)的m个副本由m个相应的开关驱动器电路618
1-m
接收。放大器电路643的m个开关模式升压放大器部分生成m个时变输出信号vout’1-m
(t)，其在信号输出节点252处重新组合以生成时变输出信号vout’(t)。
[0070]
图7示出根据一些实施方案的具有线性信号特性的高速闭环开关模式升压转换器(“闭环转换器”)740的简化电路图。闭环转换器740的相同编号的元件可以具有与图1a的转换器100和图2a的闭环转换器240的对应相同编号的元件类似的描述，但是设计考虑可能导致这些元件的实际实现在不同电路中呈现不同。另外，闭环转换器740包括类似于图3c的开关信号发生器电路342b的开关信号发生器电路部分742b和类似于图5a的滤波器电路544的滤波器电路744的实施方案。闭环转换器740有利地生成与时变输入信号vsig(t)基本线性相关的经滤波的时变输出信号vsigout(t)。
[0071]
图8示出根据一些实施方案的能够进行高速闭环包络跟踪的射频(rf)放大器电路840的简化电路图。rf放大器电路840包括如参考图7所显示和描述的闭环转换器740的实施方案。另外，rf放大器电路840通常包括包络检测器电路872、信号延迟电路874和功率放大器电路876。rf放大器电路840在输入节点878处接收rf输入信号rfsigin(t)。包络检测器电路872是适用于在包络信号输出节点生成对应于rf输入信号rfsigin(t)的包络的时变包络信号venv(t)的电路。在闭环转换器740的信号输入节点248处接收时变包络信号venv(t)。在一些实施方案中，时变包络信号venv(t)的最大频率分量fmax(venv(t))大于10mhz。闭环转换器740在信号输出节点254处生成经滤波的时变输出信号venvout(t)(即，放大的包络信号)。经滤波的时变输出信号venvout(t)由功率放大器电路876接收并由此用作功率轨。功率放大器电路876接收由信号延迟电路874延迟的rf输入信号rfsigin(t)或基于rf输入信号rfsigin(t)的信号(例如，延迟的rf输入信号rfsigin(t τ))，并且在rf信号输出节点880处生成放大的信号rfsigout(t)。用闭环转换器740实现的rf放大器电路840有利地使用单个升压级(例如开关s1)并且不需要附加的开关模式降压功率转换器或线性功率转换器。因此，与具有附加的开关模式转换器和/或线性功率转换器的典型rf放大器电路相比，rf放大器电路840的整体效率得到提高。
[0072]
图9示出根据一些实施方案的具有高速闭环包络跟踪的音频放大器电路940的简化电路图。音频放大器电路940包括如参考图7所显示和描述的闭环转换器740的实施方案。另外，音频放大器电路940通常包括音频信号源942(即音频输入电路)和音频换能器电路或下游音频电路944(例如，扬声器、附加放大或附加信号调节电路)。音频放大器电路940在闭环转换器740的信号输入节点248处从音频信号源942接收时变音频信号vaud(t)。在一些实施方案中，时变音频信号vaud(t)的最大频率分量fmax(vaud(t))大于20hz且小于或等于20khz。闭环转换器740在信号输出节点254处生成经滤波的时变输出信号vaudout(t)(即，放大的音频信号)。经滤波的时变输出信号vaudout(t)由音频换能器或下游音频电路944接收。用闭环转换器740实现的音频放大器电路940有利地使用单个升压级(例如开关s1)并且不使用附加的开关模式降压功率转换器或线性功率转换器。因此，与具有附加的开关模式转换器和/或线性功率转换器的音频放大器电路相比，音频放大器电路940的整体效率得到提高。
[0073]
在先前描述中，相同的附图标记用于识别相同的元件。此外，附图意图以图解方式
示出示例性实施方案的主要特征。附图并非旨在描绘实际实施方案的每个特征也不旨在描绘所描绘元件的相对尺寸并且未按比例绘制。已详细参考了所公开的发明的实施方案，在附图中已示出所述实施方案的一个或多个示例。每个示例均以解释本技术而非限制本技术的方式提供。事实上，尽管已参照本发明的具体实施方案来详细描述本说明书，但应理解的是，本领域的技术人员在理解前述内容之后可容易构想出这些实施方案的替代物、变化和等同物。例如，示出或描述为一个实施方案的一部分的特征可以与另一个实施方案一起使用以产生又一个另外的实施方案。因此，期望本主题涵盖所附权利要求及其等效物的范围内的所有此类修改和变化。在不脱离本发明的范围的情况下，本领域的普通技术人员可以对本发明进行这些和其他修改和变型，本发明的范围在所附权利要求中被更具体地阐述。此外，本领域的普通技术人员应理解前述描述是仅通过举例的方式，而不意图限制本发明。