一种宽输出电压范围的变结构LLC变换器及方法与流程

一种宽输出电压范围的变结构llc变换器及方法
技术领域
1.本发明属于变换器技术邻域，涉及一种宽输出电压范围的变结构llc变换器及方法。


背景技术：

2.传统的火力发电排放多，污染严重，因此光伏发电或海上风电等分布式发电系统发展迅速。同时汽车尾气排放是城市中碳氧化物的主要来源，新能源汽车也逐渐普及。而直流变换器作为分布式发电与新能源汽车的关键装备，也有了新的需求：分布式发电系统受光照强度与风力等不可控因素的影响，电压浮动大；而在新能源汽车充电中，由于蓄电池自身的特性，其充电电压会随电池电量有较宽范围变化。因此高效率宽电压范围的直流变换器是当下的研究热点。
3.直流变换器根据有无隔离变压器分为隔离型和非隔离型，在分布式发电系统中，隔离型直流变换器可利用变压器较易实现高增益特性；在新能源充电系统中由于变压器可以提供电气隔离，安全性更高，因此普遍选择隔离型直流变换器。传统隔离型直流-直流变换器主要为双有源桥变换器(dab)、串联谐振变换器(src)以及llc谐振变换器。dab已成为中高压电力系统的核心变换器，相较于早期的隔离型变换器，dab拓扑自身有软开关的特性，原边四个开关器件均可实现zvs，副边4个开关器件均可实现zcs。但其开关管在电流峰值处关断，关断损耗大，影响了变换器效率的进一步提升。并且当dab的增益远离1时，会有较大的回流功率产生，使效率显著下降；串联谐振变换器由于加入了lc串联谐振腔，减小了开关器件的关断损耗，但其只能工作在降压模式，并且轻载时变换器的调压能力差；llc谐振变换器作为最常用的谐振型直流变换器，具有效率高，功率密度高等显著的优势，利用变频调节输出电压，但其高效率特性只在谐振频率附近。当变换器工作在宽电压范围应用场所时，变换器的励磁电感须设计的较小，使开关器件关断损耗与导通损耗都增大,并且给磁性元件的设计带来了困难。因此，传统利用变频调压的llc变换器不能在较宽的调压范围下满足高效率的特性。


技术实现要素：

4.本发明的目的在于克服现有llc变换器在宽电压范围工况下效率低下的技术缺陷，提出一种宽输出电压范围的变结构llc变换器及方法，能够实现输出电压两倍的变化范围。在保留传统llc隔离、高功率密度特性的前提下，还保证了高电能转换效率。
5.本发明采用的技术方案如下：
6.一种宽输出电压范围的变结构llc变换器，包括一次侧的逆变电路、二次侧的整流电路、连接逆变电路与整流电路的三绕组变压器和lc串联谐振腔；一次侧的逆变电路为全桥逆变电路，全桥逆变电路与lc串联谐振腔及变压器的原边绕组相连接；二次侧为整流电路，其中，两个变压器绕组分别与二极管d1、二极管d2以及电容c1与电容c2组成两个半波整流电路，电容c1与二极管d3串联，电容c2与二极管d4串联，两个串联中点通过开关管s5连接；
二次侧的整流电路输出端接输出电感及负载。
7.一种宽输出电压范围的变结构llc变换器，包括一次侧的逆变电路、二次侧的整流电路、连接逆变电路与整流电路的变压器和lc串联谐振腔；一次侧的逆变电路为全桥逆变电路，全桥逆变电路与lc串联谐振腔及变压器的原边绕组相连接；二次侧为整流电路，其中，电容c1与二极管d3串联组成一个输出电容桥臂，电容c2与二极管d4组成另一个输出电容桥臂，两输出电容桥臂的电容和二极管位置相反，将两输出电容桥臂并联后接输出电感及负载；二极管d1、二极管d2与开关管s5、开关管s6组成一个变结构的桥式整流电路，其中开关管s5、开关管s6串联并与两个输出电容桥臂的中点相连。
8.作为本发明的进一步改进，多个所述变结构llc变换器的输入并联、输出串联形成中压大功率直流变换器拓扑。
9.作为本发明的进一步改进，所述输出电压vo的表达式为：
[0010]vo
＝(1 d)v2ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(1)
[0011]
其中，v2为变压器二次侧绕组两端电压，d为开关管s5的占空比。
[0012]
作为本发明的进一步改进，所述输出电压vo的表达式为：
[0013]vo
＝2dv2ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(2)
[0014]
其中，v2为变压器二次侧绕组两端电压，d为开关管s5与开关管s6的占空比。
[0015]
作为本发明的进一步改进，所述变压器的励磁电感lm满足：
[0016][0017]
其中t
dead
表示同一桥臂开关器件的死区时间，cs表示开关器件的结电容，fr表示lc串联谐振腔的谐振频率。
[0018]
作为本发明的进一步改进，所述谐振电容通过谐振频率与变压器漏感满足：
[0019][0020]
其中，其中fr表示lc串联谐振腔的谐振频率，lr表示变压器漏感感值。
[0021]
一种宽输出电压范围的变结构llc变换器的控制方法，包括以下步骤：
[0022]
开关管s5关断时，输出电容并联，输出电压等于电容两端电压，s5导通时，两个输出电容串联，输出电压等于两个电容电压之和，通过调节开关器件占空比来调节输出电压，调压范围为1到2倍。
[0023]
一种宽输出电压范围的变结构llc变换器的控制方法，包括以下步骤：
[0024]
开关管s5,s6同时导通时，两个输出电容串联，输出电压等于两个电容电压之和，否则输出电容并联，输出电压等于电容两端电压；通过调节开关器件占空比来调节输出电压，调压范围为1到2倍；通过合适的控制，使s5的开关时刻与q1,q4同步，而s6的开关时刻与q2,q3同步，使得s5,s6具有同步整流功能。
[0025]
一种实现更宽输出电压范围的变结构llc变换器的控制方法，包括以下步骤：
[0026]
当原边开关管q1,q4与q2,q3以50％占空比互补导通时，原边工作在全桥逆变模式；当原边的开关管q3保持关断，q4保持导通时，原边的全桥逆变可工作在半桥模式下；半桥与全桥两种模式使得变换器的调压范围可以拓宽至1到4倍。
[0027]
与现有技术相比，本发明具有以下优点：
[0028]
本发明提出的拓扑可应用于中大功率场所下的分布式发电系统以及电池或超级电容充电系统，提出的拓扑具有以下显著优势：本发明的隔离型直流变换器，二次侧采用一种新型结构，通过改变输出电容的串并联关系，可实现输出电压1-2倍范围内变化，适用于可再生能源发电和电池充电，克服了传统llc变换器在宽电压范围工况下效率低下的缺陷，满足电池/超级电容充电时输出电压宽范围调节和可再生能源发电高变比的需求。而且变换器通过二次侧开关器件的导通占空比实现调压，而非利用谐振腔进行变频调压，使得变换器可以工作在固定的开关频率下，减小了变压器和电感等无源器件的体积，提高了功率密度，减小了成本。
附图说明
[0029]
图1所提宽输出电压范围的变结构llc变换器拓扑；
[0030]
图2所提另一种宽输出电压范围的变结构llc变换器拓扑；
[0031]
图3变换器驱动信号图；
[0032]
图4发明1输入并联，输出串联型直流变换器拓扑；
[0033]
图5发明2输入并联，输出串联型直流变换器拓扑；
[0034]
图6发明1变换器稳态仿真波形图；
[0035]
图7发明1变换器一倍到二倍调压动态仿真波形图；
[0036]
图8发明1变换器不同输出电压时的效率折线图；
[0037]
图9发明2变换器稳态仿真波形图；
[0038]
图10发明2变换器一倍到二倍调压动态仿真波形图；
[0039]
图11发明2变换器不同输出电压时的效率折线图；
[0040]
注：图中开关并联二极管的符号指代所有类型的开关管，实际应用中开关管可以是硅基mosfet、硅基igbt、碳化硅基mosfet、碳化硅基igbt、氮化镓基fet等的其中一种。
具体实施方式
[0041]
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明，本例中开关器件使用硅基mosfet。
[0042]
本发明提出一种宽输出电压范围的变结构llc变换器，其一次侧为传统全桥逆变电路，二次侧是由四个二极管，两个电容以及一个全控型开关器件组成的新型整流电路，并且通过一个三绕组高频变压器与一个lc串联谐振腔将一次侧二次侧连接起来。结构如图1。
[0043]
变换器的一次侧开关管q1,q2,q3,q4组成全桥逆变电路，谐振腔lr,cr与变压器的原边绕组串联。在二次侧，变压器的两个绕组与二极管d1,d2分别构成两个半波整流，可以实现在正负半波内分别对电容c1,c2充电；电容c1与二极管d3串联组成一个臂，电容c2与二极管d4也同样组成一个臂，两臂的电容和二极管位置相反，将两臂并联作为输出电容接输出负载；两个输出电容桥臂的中点通过开关管s5相连，此设计的目的是当s5关断时，两个输出电容为并联关系，变换器输出电压等于电容两端电压；s5导通时，两个输出电容为串联关系，输出电压等于两个电容电压之和，通过调节s5占空比可以调节输出电压，调压范围为1到2倍。设
v2为变压器二次侧绕组两端电压，d为二次侧开关管s5的导通占空比，则输出电压vo的表达式为：
[0044]vo
＝(1 d)v2ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(1)
[0045]
由于采用了pwm调压取代变频调压，变换器能够以固定频率工作在谐振点附近，且开关频率略低于谐振频率，使得原边的所有开关管可以实现zvs，副边二极管d1,d2可实现zcs。区别于传统的llc参数设计，为了使原边开关器件的关断损耗及导通损耗减小，本发明变换器的励磁电感可以设计的足够大。但为了保证变换器原边的开关管都能够实现zvs，即在死区时间内能够完成对一次侧四个开关器件结电容的充放电，变压器的励磁电感lm须满足：
[0046][0047]
其中t
dead
表示同一桥臂开关器件的死区时间，cs表示开关器件的结电容，fr表示lc串联谐振腔的谐振频率。对于串联谐振腔的设计，由于本发明的变换器只工作在谐振点附近，谐振电感对于变换器的运行特性并无较大影响。因此为了减小体积降低成本，利用变压器的漏感充当谐振电感，同时谐振电容可通过谐振频率与变压器漏感值计算：
[0048][0049]
其中fr表示lc串联谐振腔的谐振频率，lr表示变压器漏感值。
[0050]
本发明还提出另一种宽输出电压范围的变结构llc变换器，在结构上，一次侧和串联谐振腔与发明1完全一致，如图2。
[0051]
在二次侧，电容c1与二极管d3串联组成一个臂，电容c2与二极管d4也同样组成一个臂，两臂的电容和二极管位置相反，将两臂并联作为输出电容接输出负载；二极管d1,d2与开关管s5,s6的体二极管组成一个变结构的桥式整流，传统桥式整流的二极管桥臂接在直流母线上，如图中d1,d2的连接方式，而在本发明中，s5体二极管的阳极与s6体二极管的阴极分别与两个输出电容桥臂的中点相连，此设计的目的是交流测电流方向为正时，电路给电容c1充电，相反，当电流为负时，电路给电容c2充电，实现在一个开关周期内对两个电容的充电；除了整流的作用外，s5,s6也作为连接两个输出电容桥臂中点的开关器件，此设计的目的是当s5,s6同时导通时，两个输出电容为串联关系，当其中至少一个关断时，两个输出电容为并联关系，因此，通过调节开关器件s5,s6同时导通的占比，便可实现输出电压增益从1到2内的变化。
[0052]
变换器各开关管的驱动信号如图3，原边开关管q1,q4和q2,q3以50％占空比交替导通(忽略死区时间)，开关频率略低于谐振频率，使得原边的所有开关管可以实现zvs，副边二极管d1,d2可实现zcs；二次侧开关管s5,s6的占空比为d,(0.5≤d≤1)，并控制s5的开关时刻与q1,q4同步，s6的开关时刻与q2,q3同步，使得s5,s6具有同步整流功能，可以减小变换器的损耗。设v2为变压器二次侧绕组两端电压，忽略死区时间对电路的影响，输出电压vo的表达式为：
[0053]vo
＝2dv2ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(4)
[0054]
变换器中励磁电感与串联谐振腔参数的设计与发明1中所述一致。
[0055]
本发明针对更宽电压范围的场所，可将提出的两种变结构llc变换器的一次侧工作在半桥模式，即保持q3关断，q4导通。通过改变半桥模式与全桥模式，可使变换器的调压范围拓展至四倍。
[0056]
本发明还针对部分中压大功率场所，提出了将图1，图2所示的变结构llc变换器整体作为一个子模块，采用输入并联、输出串联的方式，构建出了新的拓扑，应用在上百千瓦及兆瓦级的场所，其结构如图4-图5。
[0057]
方式一的方案中，该二次侧结构可实现一个开关周期内对两个输出电容c1,c2的充电；而二极管和电容串联电路及开关管s5的结构可通过改变开关管的状态使得输出电容形成串联或并联关系，开关管s5关断时，输出电容并联，输出电压等于电容两端电压，s5导通时，两个输出电容串联，输出电压等于两个电容电压之和，通过调节开关器件占空比来调节输出电压，调压范围为1到2倍。
[0058]
方式二的方案中，开关管s5,s6同时导通时，两个输出电容串联，输出电压等于两个电容电压之和，否则输出电容并联，输出电压等于电容两端电压。通过调节开关器件占空比来调节输出电压，调压范围为1到2倍。通过合适的控制，使s5的开关时刻与q1,q4同步，而s6的开关时刻与q2,q3同步，使得s5,s6具有同步整流功能，可以减小变换器的损耗。
[0059]
作为本发明的进一步改进，当原边的开关管q3保持关断，q4保持导通，原边的全桥逆变可工作在半桥模式下，变换器的整体调压范围可扩展至为1到4倍。
[0060]
作为本发明的进一步改进，用于中压大功率场所时，采用多个所述变结构llc变换器；多个所述宽输出电压范围的隔离型高频谐振式直流-直流变换器的输入并联、输出串联。
[0061]
以下结合具体实施例和附图对本发明进行详细说明。
[0062]
实施例1
[0063]
本发明的变结构llc变换器拓扑结构如图1。
[0064]
其中一次侧组成全桥逆变电路，开关器件q1,q2串联接在输入电压两端，即q1的漏极与直流电压正极连接，q2的源极与直流电压负极连接，并且q1的源极与q2的漏极相连，q3,q4与q1,q2的连接方式一致。两桥臂中点通过串联谐振腔与变压器相连，即q1的源极与谐振电容相连，电容的另一端与电感相连，电感的另一端与变压器一次侧绕组相连，并且将其绕组的另一端与q3的源极连接起来；变压器一次侧绕组数为1，但有两个二次侧绕组，分别与二极管d1,d2，电容c1,c2构成两个半波整流，具体连接方式为：绕组1的同名端与d1的阳极连接，电容c1的两端分别与d1的阴极和变压器绕组1的另一端相连；与之相似，绕组2的同名端与d2的阴极连接，电容c2的两端分别与d2的阳极和变压器绕组2的另一端相连；二极管d3,d4分别与电容c1,c2串联，即d3的阴极与c1连接，同时阳极与d2的阳极相连，d4的阳极与c2连接，同时阴极与d1的阴极相连；最后将开关管s5的漏极与二极管d4的阳极相连，源极与二级管d3的阴极相连。
[0065]
在本实施例中，变换器的具体参数如表1所示：
[0066]
表1变换器具体参数
[0067][0068]
通过matlab/simulink对变换器进行仿真，验证其输出电压具有2倍调压能力。
[0069]
当二次侧开关管s5的占空比为0.3时，变换器稳态波形如图6。其中v
ab
表示一次侧桥口电压，ir表示谐振电流，i
d1
,i
d2
分别表示流过二极管d1,d2的电流，v
c1
,v
c2
分别表示电容c1,c2两端电压，vs表示输出电感前的输出电压，io表示输出电流，v
in
表示输入电压，vo表示输出电压。调节s5的导通占空比在2ms内从0变化到1，变换器的动态波形如图7，输出电压也由100v变化到了200v，证明本发明变换器具有二倍调压功能。
[0070]
通过仿真计算得变换器在不同电压增益下的效率曲线如图8，变换器的效率均大于97.5％，其中只考虑了开关器件的损耗。
[0071]
实施例2
[0072]
本发明的另一种变结构llc变换器拓扑结构如图2。
[0073]
其一次侧结构与发明1完全相同。二次侧首先是一个变结构的二极管不控整流，二极管d1,d2串联接在输出直流母线上，即d1的阴极与正直流母线相连，d2的阳极与负直流母线相连，d1的阳极与d2的阴极相连，并与变压器的二次绕组连接；开关管s5的漏极与s6的源极相连，并与二次绕组的另一端连接；二极管d3的阴极和输出电容c1相连接在输出直流母线上，且d3的阳极与直流母线负极相连，c1与正直流母线相连，与之相反，二极管d4的阳极和输出电容c2相连并接在输出直流母线上，且d4的阴极与正直流母线相连，c2与负直流母线相连；最后，开关管s5的源极与d3阴极相连，s6的漏极与d4阳极相连。
[0074]
在本实施例中，变换器的具体参数也同表1：
[0075]
通过matlab/simulink对变换器进行仿真，当变换器的二次侧开关管s5,s6的占空比为0.75时，稳态仿真波形如图9所示。当s5,s6的占空比在2ms内从0.5线性增加至1，动态波形如图10，输出电压也从100v增加，最终稳态时变换器的输出电压为200v，证明本发明变换
器可实现二倍调压。并且通过仿真计算得变换器在不同电压增益下的效率曲线如图11，其中只考虑了开关器件的损耗。
[0076]
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。