电子设备、信号处理方法以及计算机可读存储介质与流程

1.本技术涉及无线通信技术领域，更具体地，涉及一种适合于对诸如太赫兹信号的高传输数据率信号进行解调的电子设备、信号处理方法以及非暂态计算机可读存储介质。


背景技术：

2.太赫兹通信传输数据率高，因此理想情况下期望接收机具有高速率的模数转换器件。实际应用中，由于成本和技术限制，只能使用单比特接收机等设备以低精度的模数转换器件完成采集，这导致接收端难以对接收信号进行准确判决，因而影响了解调判决的准确性。此外，太赫兹频段位于微波频段和光频段之间，此频段的通信器件制作难度高，存在诸如功放非线性效应、同相(in-phase)支路(i支路)和正交(quadrature)支路(q支路)失衡、载波相位噪声等硬件失配效应。这样的硬件失配效应将会引起接收信号的混合失真，造成通信性能的下降，从而进一步影响解调判决的准确性。
3.因此，现有技术中，无法实现诸如太赫兹信号的高传输数据率信号的准确解调。


技术实现要素：

4.在下文中给出了关于本公开的简要概述，以便提供关于本公开的某些方面的基本理解。但是，应当理解，这个概述并不是关于本公开的穷举性概述。它并不是意图用来确定本公开的关键性部分或重要部分，也不是意图用来限定本公开的范围。其目的仅仅是以简化的形式给出关于本公开的某些概念，以此作为稍后给出的更详细描述的前序。
5.鉴于上述问题，本公开提出一种适合于对诸如太赫兹信号的高传输数据率信号进行处理的电子设备、信号处理方法以及非暂态计算机可读存储介质，其能够在接收端利用基于导频信号获得的相位估计和解调神经网络改进低分辨率模数转换单元(例如单比特模数转换单元)的转换精度并对混合失真进行补偿，从而提高了解调判决的准确性。
6.根据本公开的一方面，提供了一种电子设备，其包括处理电路，该处理电路被配置为：根据利用导频信号估计的补偿相位，对所接收的复信号进行相位调整；通过低分辨率模数转换处理，基于经相位调整的复信号获得接收比特序列；以及基于利用导频信号训练获得的解调神经网络，对接收比特序列进行解调，以获得所接收的复信号的调制符号。
7.根据本公开的再一方面，提供了一种信号处理方法，其包括：根据利用导频信号估计的补偿相位，对所接收的复信号进行相位调整；通过低分辨率模数转换处理，基于经相位调整的复信号获得接收比特序列；以及基于利用导频信号训练获得的解调神经网络，对接收比特序列进行解调，以获得所接收的复信号的调制符号。
8.根据本公开的再一方面，还提供了一种存储有可执行指令的非暂态计算机可读存储介质，该可执行指令当由处理器执行时，使得处理器执行上述信号处理方法或电子设备的各个功能。
9.根据本公开的其它方面，还提供了用于实现上述根据本公开的信号处理方法的计算机程序代码和计算机程序产品。
10.根据本公开的实施例的至少一方面，能够在接收端利用基于导频信号获得的补偿相位改进低分辨率模数转换单元的转换精度，并通过基于导频信号训练获得的解调神经网络实现对混合失真的补偿，从而针对诸如太赫兹信号的高传输数据率信号也能够实现准确的解调判决。
11.在下面的说明书部分中给出本公开实施例的其它方面，其中，详细说明用于充分地公开本公开实施例的优选实施例，而不对其施加限定。
附图说明
12.在此描述的附图只是为了所选实施例的示意的目的而非全部可能的实施，并且不旨在限制本公开的范围。在附图中：
13.图1是示出现有技术中混合失真导致的接收信号的星座图扭曲的示意图；
14.图2是示出根据本公开实施例的电子设备的一个配置示例的示意性框图；
15.图3是用于说明根据本公开实施例的电子设备的示例电路实现的示意性框图；
16.图4示意性地示出了根据本公开实施例的电子设备能够采用的解调神经网络的示例；
17.图5是用于说明根据本公开实施例的电子设备所接收的复信号的数据结构的示意图；
18.图6是示出根据本公开实施例的信息交互过程的示例的示意图；
19.图7是用于说明相位噪声导致的性能下降的示例仿真结果的说明图；
20.图8是用于说明根据本公开实施例的电子设备所进行的解调处理的性能的示例仿真结果的图；
21.图9是示出根据本公开实施例的信号处理方法的过程示例的流程图；
22.图10是示出可以应用本公开内容的技术的enb的示意性配置的第一示例的框图；
23.图11是示出可以应用本公开内容的技术的enb的示意性配置的第二示例的框图；
24.图12是示出可以应用本公开内容的技术的智能电话的示意性配置的示例的框图；
25.图13是示出可以应用本公开内容的技术的汽车导航设备的示意性配置的示例的框图。
26.虽然本公开容易经受各种修改和替换形式，但是其特定实施例已作为例子在附图中示出，并且在此详细描述。然而应当理解的是，在此对特定实施例的描述并不打算将本公开限制到公开的具体形式，而是相反地，本公开目的是要覆盖落在本公开的精神和范围之内的所有修改、等效和替换。要注意的是，贯穿几个附图，相应的标号指示相应的部件。
具体实施方式
27.现在参考附图来更加充分地描述本公开的例子。以下描述实质上只是示例性的，而不旨在限制本公开、应用或用途。
28.提供了示例实施例，以便本公开将会变得详尽，并且将会向本领域技术人员充分地传达其范围。阐述了众多的特定细节如特定部件、装置和方法的例子，以提供对本公开的实施例的详尽理解。对于本领域技术人员而言将会明显的是，不需要使用特定的细节，示例实施例可以用许多不同的形式来实施，它们都不应当被解释为限制本公开的范围。在某些
示例实施例中，没有详细地描述众所周知的过程、众所周知的结构和众所周知的技术。
29.将按照以下顺序进行描述：
30.1. 问题的描述
31.2. 电子设备的配置示例
32.2.1 配置示例
33.2.2 示例电路实现
34.2.3 补偿相位的确定
35.2.4 解调神经网络的训练
36.3. 信息交互过程的示例
37.4. 仿真示例
38.5. 方法实施例
39.6. 应用示例
40.《1.问题的描述》
41.太赫兹通信传输数据率高，因此理想情况下期望接收机具有高速率的模数转换器件。实际应用中，由于成本和技术限制，只能使用单比特接收机等设备以低精度的模数转换器件完成采集。目前，针对低频段信号的单比特接收机一般利用似然信息判决完成信号的解调。然而，对于太赫兹通信，由于太赫兹硬件失配的存在，接收信号的似然信息的准确表达不易获取，因此无法利用传统方法完成太赫兹单比特接收机的准确判决。这导致接收端难以对接收信号进行准确判决，因而影响了解调判决的准确性。
42.此外，太赫兹频段位于微波频段和光频段之间，此频段的通信器件制作难度高，存在诸如功放非线性效应、同相(in-phase)支路(i支路)和正交(quadrature)支路(q支路)失衡、载波相位噪声等硬件失配效应。这样的硬件失配效应将会引起接收信号的混合失真，造成通信性能的下降，从而进一步影响解调判决的准确性。
43.更具体地，对于采用正交相移键控(quadrature phase shift keying，qpsk)调制的太赫兹通信，其理想情况是在发射机处针对基带信号(二进制比特序列)的每两个比特构成的双比特组(在本文中，也将其称为“调制符号”)，分别以i路载波信号cos(2πfct)和q路载波信号sin(2πfct)(其中，fc为载波频率，t表示时间)进行调制之后进行相加，即得到qpsk调制的一个传输符号或发射符号(transmission symbol)。作为示例，对于四个不同的双比特组或调制符号11,10,00,01，qpsk调制后可以分别得到1 j,1-j,-1-j,-1 j的传输符号。在qpsk星座图中，每个传输符号对应于一个星座点，并且由每个星座点和原点构成的矢量与坐标轴之间的角度是45度，每个星座点与坐标轴之间具有相等的距离。
44.然而，在实际应用中，发射机可能存在iq路失衡。例如，可以以∈
t
，φ
t
分别表示iq路幅度和相位的失衡因子，则i路载波信号变为(1 ∈
t
)cos(2πfct-φ
t
)，q路载波信号变为(1-∈
t
)sin(2πfct φ
t
)。同时，进一步考虑发射机处的相位噪声θ
t
，则qpsk调制后理想的发射信号(复信号)s将变为下述形式：
[0045][0046]
其中，μ
t
＝cosφ
t-j∈
t
sinφ
t
,v
t
＝∈
t
cosφ
t-jsinφ
t
，v
ts*
为iq失衡引起的镜像干扰项。
[0047]
这里，作为示例，相位噪声θ
t
可以具有块游走模型的形式，即θ
t
在第k个传输块内为
固定值θk，并且在相邻传输块之间相差一个高斯分布的随机游走项δθk。第k 1个传输块的相位噪声θ
k 1
可表示为下述形式：
[0048][0049]
其中，表示均值为0，方差为的正态分布，也称为游走项方差。
[0050]
发射机处进行qpsk调制后的信号将会通过功率放大器(power amplifiter)进行放大。功率放大器的非线性特性会导致信号的进一步失真。例如可以采用无记忆多项式模型表示功率放大器的非线性特性，并且功率放大器输出的信号可表示为下述形式：
[0051][0052]
其中，2k-1表示多项式阶次。
[0053]
发射机的功率放大器输出的上述信号s
pa
将会经过信道传输至接收机一侧。由于太赫兹通信通常在收发端均采用极高方向增益的天线，因此信道中的有效传输路径可认为只有一条，并且可以采用平衰落信道模型表示。例如，接收机侧接收到的信号可表示为下述形式：
[0054]
y＝hs
pa
w
…
等式(4)
[0055]
其中，h为信道衰落因子，为加性高斯白噪声(additive white gaussian noise，awgn)，表示均值为0，方差为的循环对称复高斯分布(circularly symmetric complex gaussian，cscg)。
[0056]
对于上述接收信号(复信号)y，接收机处的理想处理是将其分别与i路载波信号cos(2πfct)和q路载波信号sin(2πfct)相乘，以便获得该复信号的实部和虚部(也可以称为i路信号和q路信号)。然而，与发射机类似地，接收机处也可能出现iq路失衡以及相位噪声。以∈r，φr分别表示iq路的幅度失衡因子和相位失衡因子，则接收机处的i路载波信号变为(1 ∈r)cos(2πfct-φr)，q路载波信号变为(1-∈r)sin(2πfct φr)。同时，进一步考虑接收机处的相位噪声θr，则最终接收信号可表示为下述形式：
[0057][0058]
其中，μr＝cosφr j∈rsinφr,vr＝∈rcosφ
r-jsinφr。
[0059]
上述等式(5)形式的接收信号可以表示为下述的复信号的形式：
[0060][0061]
其中，和分别为复信号的实部和虚部。
[0062]
对于涉及以上讨论的各种失真的诸如等式(6)形式的复信号，以现有技术的线性均衡策略在接收端获得的和所构成的星座点的示意图如图1所示，其中，星座点和原点构成的矢量与坐标轴的夹角θ不再是理想情况下的45度，并且星座点与原点的距离d1、d2、d3、d4不再相等，即，发生了星座图的扭曲。
[0063]
从以上关于失真的讨论可以看出，导致诸如图1所示的星座图的扭曲的原因有很
多，为了解决这种问题，一般需要发送端的补偿(或预失真)算法和接收端的补偿算法来共同解决，其中，发送端的预失真算法可以处理功放非线性和发送端iq支路失衡，接收端的补偿算法可以处理接收端的iq支路失衡和相位噪声。然而，太赫兹频段的硬件制作难度大、成本高，为进行硬件失配效应研究，发送端的补偿链路常需要高精度高速率的采样链路，其设计难度较大而很难实现；仅使用接收端的补偿技术则无法对太赫兹信道的混合失真进行有效补偿。
[0064]
为此，本公开提供了一种适合于对诸如太赫兹信号的高传输数据率信号进行处理的电子设备、信号处理方法和非暂态计算机可读存储介质，其能够在接收端利用基于导频信号获得的相位估计和解调神经网络改进低分辨率模数转换单元(例如单比特模数转换单元)的转换精度并对混合失真进行补偿，从而提高了解调判决的准确性。
[0065]
根据本公开的电子设备可以是用户设备侧的电子设备，也可以是网络侧的电子设备，只要其能够作用接收端设备并进行相应的信号处理即可。
[0066]
用户设备侧的电子设备可以被实现为各种用户设备，例如移动终端(诸如智能电话、平板个人计算机(pc)、笔记本式pc、便携式游戏终端、便携式/加密狗型移动路由器和数字摄像装置)或者车载终端(诸如汽车导航设备)。上述用户设备还可以被实现为执行机器对机器(m2m)通信的终端(也称为机器类型通信(mtc)终端)。此外，用户设备可以包括安装在上述终端中的每个终端上的无线通信模块(诸如包括单个晶片的集成电路模块)等。
[0067]
网络侧的电子设备可以是基站设备本身，例如可以是enb(演进型节点b)，也可以是gnb，并且也可以是任何类型的trp(发送和接收端口)。该trp可以具备发送和接收功能，例如可以从用户设备和基站设备接收信息，也可以向用户设备和基站设备发送信息。在一个示例中，trp可以为用户设备提供服务，并且受基站设备的控制。也就是说，基站设备可以通过trp向用户设备提供服务。在下文的一些具体实施例或示例中，以基站设备作为网络侧的电子设备的示例进行描述，但本公开不限于此，而是可以适当地适用于具有类似功能的电子设备的情形。
[0068]
《2.电子设备的配置示例》
[0069]
[2.1配置示例]
[0070]
图2是示出根据本公开的实施例的电子设备的一个配置示例的框图。
[0071]
如图2所示，电子设备200可以包括相位调整单元210、低分辨率模数转换单元220、解调单元230以及可选的补偿相位估计单元240。
[0072]
这里，电子设备200的各个单元都可以包括在处理电路中。需要说明的是，电子设备200既可以包括一个处理电路，也可以包括多个处理电路。进一步，处理电路可以包括各种分立的功能单元以执行各种不同的功能和/或操作。需要说明的是，这些功能单元可以是物理实体或逻辑实体，并且不同称谓的单元可能由同一个物理实体实现。
[0073]
根据本公开的实施例，电子设备200的相位调整单元210可以根据利用导频信号估计的补偿相位，对所接收的复信号进行相位调整。低分辨率模数转换单元220可以通过低分辨率模数转换处理，基于经相位调整的复信号获得接收比特序列。解调单元230可以基于利用导频信号训练获得的解调神经网络，对接收比特序列进行解调，以获得所接收的复信号的调制符号。
[0074]
作为示例，复信号和导频信号各自可以包括qpsk调制信号，并且例如是诸如太赫
兹信号的高传输数据率信号。这里，尽管使用了qpsk调制的术语，但本领域技术人员可以理解，在本公开的上下文中，所涉及的qpsk调制可以涵盖相对移相qpsk(offset qpsk,oqpsk)和差分dqpsk(differentialqpsk,dqpsk)调制等。
[0075]
如此前在“问题的描述”部分所描述的，对于采用qpsk调制的诸如太赫兹信号的高传输数据率信号，由于各种失真导致的影响，电子设备200接收的例如具有等式(6)形式的复信号可能出现例如图1所示的星座图扭曲的问题。因此，电子设备200可以通过相位调整单元210根据利用导频信号估计的补偿相位θ
*
，对所接收的复信号进行相位调整，以得到下述形式的相位调整后的复信号：
[0076][0077]
利用适当确定的补偿相位θ
*
，上述相位调整处理可以使接收信号的星座图适当旋转，从而例如最大化星座点与不同坐标轴(包括x轴和y轴)之间的最小距离，例如使得图1中的d1、d2、d3和d4中的最小距离最大化。这样的相位调整会提高接收信号正确判决的概率。稍后将会在“补偿相位的确定”部分描述如何确定补偿相位的细节。
[0078]
作为示例，相位调整单元210可以被配置为根据补偿相位，控制本地振荡器(图中未示出)对所接收的复信号进行相位旋转，以实现上述相位调整。例如包括在电子设备200中的或者连接到电子设备200的本地振荡器可以用于产生接收端的电子设备200处的i路载波信号和q路载波信号，以用于获得复信号的实部和虚部。当相位调整单元210通过控制本地振荡器实现相位调整时，实际上是直接调整了载波信号的相位，再利用这样的载波信号与所接收的复信号相乘，从而可以直接获得相位调整后的复信号的实部和虚部
[0079]
相位调整后的复信号可以从等式(6)变为下述形式：
[0080][0081]
针对相位调整单元210进行相位调整后的复信号低分辨率模数转换单元220可以进行低分辨率模数转换处理，以获得接收比特序列。这里，低分辨率模数转换处理单元220可以被配置为通过低分辨率模数转换处理，分别基于相位调整后的复信号的实部和虚部获得实部接收比特序列和虚部接收比特序列。例如，低分辨率模数转换处理单元220可以通过对所述实部和所述虚部进行过采样以得到所接收的复信号的每个传输符号的实部接收比特序列和虚部接收比特序列。换言之，相位调整单元210可以针对i/q支路进行单比特模拟信号采集，每次采集到的信号的实部和虚部可以表示为如下形式
[0082][0083][0084]
由于在存在噪声的情况下，接收信号判决的正确概率取决于所采集的各个传输符
号的实部和虚部与0之间的比较、从而取决于各个星座点到不同坐标轴(包括x轴和y轴)的最小距离(例如图1中的d1、d2、d3和d4中的最小距离)，因此相位调整后增加了该最小距离将会提高接收信号正确判决的概率(即，增加了各个传输符号的实部和虚部与0之间的比较结果的正确概率)。
[0085]
按照以上方式，对于所接收的复信号的每个传输符号，例如通过低分辨率模数转换单元220进行单比特过采样可以得到实部比特序列换单元220进行单比特过采样可以得到实部比特序列和虚部比特序列其中，n是信号的过采样倍数，例如可以为10。这样的实部和虚部接收比特序列也可以统一表示为接收比特序列
[0086]
对于通过低分辨率模数转换单元220获得的所接收的复信号的当前传输符号的接收比特序例如解调单元230可以基于利用导频信号训练获得的解调神经网络对其进行进行解调，以获得该传输符号的调制符号。该解调神经网络是通过例如标记好调制符号的导频信号进行训练而获得的，并且能够表征所接收的复信号的传输符号的接收比特序列与相应的调制符号之间的映射关系，稍后将会在“解调神经网络的训练”部分描述进一步的细节。
[0087]
以上描述了根据本公开的实施例的电子设备的配置示例。利用根据本公开的实施例的电子设备，能够在接收端利用基于导频信号获得的补偿相位改进低分辨率模数转换单元的转换精度，并通过基于导频信号训练获得的解调神经网络实现对混合失真的补偿，从而针对诸如太赫兹信号的高传输数据率信号也能够实现准确的解调判决。
[0088]
[2.2示例电路实现]
[0089]
接下来，将参照图3描述图2所示的电子设备200的示例电路实现。图3是用于说明根据本公开实施例的电子设备的示例电路实现300的示意性框图，其中示出了分别作为图2中的相位调整单元210、低分辨率模数转换单元220、解调单元230、补偿相位估计单元240的示例的相位调整单元310、作为单比特触发器的adc 320a和320b(在无需区分时也统称为adc 320)、解调单元330以及补偿相位估计单元340。此外，图3还示出了作为接收端的电子设备的基本配置的天线350、本地振荡器lo、移相器360以及乘法电路370a和370b(在无需区分时也统称为乘法电路370)。这些部件(天线350、本地振荡器lo、移相器360、乘法电路370)可以是示例电路实现300的可选的附加部分，也可以是与示例电路实现300相连接的另外的电路部分，本公开对此不进行限制。
[0090]
图3的各个单元310至340可以用于实现此前参照图2描述的电子设备200的相应单元210至240的功能。例如，对于通过天线350接收的复信号相位调整单元310根据例如补偿相位估计单元340利用导频信号估计的补偿相位θ
*
控制本地振荡器lo对其进行相位旋转、相当于对载波信号cos(2πfct)和sin(2πfct)进行相位旋转，乘法电路370a和370b可以利用相应的相位调整后的载波信号cos(2πfct θ
*
)和sin(2πfct θ
*
)与复信号相乘，从而直接获得相位调整后的复信号的实部和虚部以此方式，在本公开实施例的电子设备的诸如图3的示例电路实现中，可以通过模拟器件实现对接收信号的相位补偿。
[0091]
这里，作为低分辨率模数转换处理单元的示例的adc 320a和320b可以分别对实部
和虚部进行单比特过采样，以得到所接收的复信号的每个传输符号的实部比特序列和虚部比特序列其中，n是信号的过采样倍数，例如可以为10。进行单比特过采样的低分辨率模数转换处理单元可以利用模拟信号采集器例如高速触发器等实现。例如，可以采用di公司的hmc729lc3c高速触发器作为本示例中的adc 320。
[0092]
通过adc 320a和320b得到的所接收的复信号的各个传输符号的实部比特序列和虚部比特序列被输入到解调单元330，以得到所接收的复信号的各个传输符号的解调符号n。
[0093]
作为示例，解调单元330可以利用深度前馈神经网络(deep feedforward neural network，dfnn)进行解调处理，其利用深度前馈神经网络以任意精度拟合映射关系的拟合能力，拟合接收比特序列与调制符号之间的映射关系，进而完成解调判决。
[0094]
图4示意性地示出了可以采用的解调神经网络400的示例。该网络包括输入层410、隐含层420、输出层430。输入层410例如具有2n个输入通道(n为过采样倍数，并且例如为10)，以针对所接收的复信号的每个传输符号来输入该传输符号的由实部比特序列和虚部比特序列构成的接收比特序列隐含层420的层数例如可以为3，各隐含层的神经元个数可以为(10,10,10)，并且隐含层的激活函数为双曲正切s型(tan-sigmoid,tansig)函数，即f(x)＝2/(1 e-2x
)-1。输出层430的激活函数为线性整流(rectified linear unit，relu)函数，即f(x)＝max(x,0)。
[0095]
解调神经网络可以例如以下述等式表征所接收的复信号的每个传输符号的接收比特序列与相应的调制符号之间的映射关系：
[0096][0097]
其中，dfnn(
·
)表示解调神经网络的输入输出关系，n表示通过解调神经网络得到的与当前传输符号的接收比特序列对应的该传输符号的调制符号，其例如可以为双比特组11,10,00,01中的一者。
[0098]
如前所述，在本公开实施例的电子设备接收数据信号并进行相应处理之前，需要利用导频信号完成补偿相位的确定以及解调神经网络的训练。相应地，在图3的示例电路实现中，如果天线350所接收的不是数据信号而是导频信号，则通过相位调整单元310、作为低分辨率模数转换单元的示例的adc 320a和320b等将对导频信号进行与数据信号类似的处理，以获得导频信号的接收比特序列，并利用该接收比特序列例如通过补偿相位估计单元340等的处理确定补偿相位或者解调单元440等的处理训练解调神经网络。
[0099]
接下来，将继续结合图3的示例电路实现描述本公开实施例的电子设备可以实现的关于补偿相位的确定以及解调神经网络的训练的处理。
[0100]
[2.3补偿相位的确定]
[0101]
作为示例，本公开实施例的电子设备例如可以通过例如图3的补偿相位估计单元340等的处理，根据第一导频信号的传输符号以及基于所接收的第一导频信号获得的第一接收比特序列，估计补偿相位。
[0102]
这里，假设发送端发送具有下述复信号形式的第一导频信号
[0103]
p1＝p
1i
jp
1q
…
.等式(11)
[0104]
p
1i
和p
1q
分别第一导频信号的实部和虚部部分，其根据导频信号的当前传输符号而可以分别为1或-1。
[0105]
发送端例如可以通过对包括多个双比特组ab的比特序列进行qpsk调制，获得以上第一导频信号，其中，每个双比特组ab在调制后获得第一导频信号中的一个传输符号。第一导频信号中的各个传输符号可以对应于qpsk星座图中的至少两个相邻星座点，并且优选地可以仅对应于qpsk星座图中的两个相邻星座点。由于qpsk星座图中的星座点的对称性，任意两个相邻的星座点与坐标轴的距离(诸如图1所示的d1、d2、d3和d4)即可以表征全部四个星座点与坐标轴的距离。
[0106]
相应地，在发送端发送第一导频信号时，可以利用能够获得与所选择的两个相邻星座点对应的传输符号的比特序列进行qpsk调制，从而获得包括1 j,1-j,-1-j,-1 j中相应的两者的第一导频信号。作为示例，第一导频信号中的各个传输符号可以交替地对应于qpsk星座图中的两个相邻星座点。例如，如果选择两个双比特组11和10，第一导频信号的传输符号包括1 j和1-j(对应于qpsk星座图中右侧的两个相邻星座点)，则第一导频信号可以表示为[1 j,1-j,
…
,1 j,1-j]。相较于采用全部四个传输符号构成第一导频信号的方式，本示例的方式可以简化第一导频信号的产生。
[0107]
接收端的电子设备例如可以通过图3的天线350获得上述第一导频信号p1的接收信号(下文中也称为所接收的第一导频信号或在适当时简称为第一导频信号)。对于所接收的第一导频信号电子设备例如可以通过图3的相位调整单元310进行相位调整，并且可以通过例如图3的adc 320进行的低分辨率模数转换处理，基于经过相位调整的、所接收的第一导频信号获得第一接收比特序列。
[0108]
例如，对于通过天线350接收的第一导频信号相位调整单元310利用随着时间例如在0至π之间连续变化的、待确定的补偿相位θ(t)通过本地振荡器lo对其进行相位旋转、即对载波信号进行相位旋转，乘法电路370a和370b利用相应的相位调整后的载波信号cos(2πfct θ(t))和sin(2πfct θ(t))与第一导频信号相乘，从而获得相位调整后的所接收的第一导频信号的实部和虚部
[0109]
这里，adc 320a和320b可以分别对相位调整后的第一导频信号的实部和虚部进行单比特过采样，以得到所接收的第一导频信号的每个传输符号的实部比特序列和虚部比特序列其中，n是信号的过采样倍数，例如可以为10。以上实部比特序列和虚部比特序列可以统称为第一接收比特序列
[0110]
电子设备还可以通过补偿相位估计单元340的处理，根据第一接收比特序列(和)相对于第一导频信号p1的传输符号的误差，估计补偿相位；并且可以根据所估计的
补偿相位，对所接收的第一导频信号进行相位调整。例如，所述处理电路还被配置为将使所述误差最小的补偿相位确定为最终的补偿相位。
[0111]
作为示例，补偿相位估计单元340可以根据所接收的第一导频信号的每个传输符号的实部比特序列和虚部比特序列与第一导频信号p1的传输符号(即，第一导频信号p1的实部p
1i
和虚部p
1q
)之间的比较，确定最优的补偿相位。更具体地，这里可以在使补偿相位θ(t)连续变化(例如持续增加或减小)的同时，根据利用该补充相位进行相位调整后所获得的和中的每个比特(也可称为采样点)关于p
1i
和p
1q
判决错误的个数进行最优相位判决。每一次相位改变以后，补偿相位估计单元340重新判决第一导频信号的当前传输符号的第一接收比特序列中的错误采样点的个数，如果错误采样点的个数减少，则说明该补偿相位有利于提高解调准确性，如果错误采样点的个数增加，则说明该补偿相位不利于提高解调准确性。以此方式，例如可以将使第一接收比特序列的错误采样点的个数最小的补偿相位确定为最终的补偿相位。因此，尽管无法直接计算例如图1所示的星座图中当前补偿相位下的各星座点与坐标轴之间的距离d1、d2、d3和d4的值，但仍然可以确定能够实现d1、d2、d3和d4中的最小距离最大化这一效果的最优补偿相位。
[0112]
[2.4解调神经网络的训练]
[0113]
作为示例，本公开实施例的电子设备例如可以通过例如图3的解调单元330的处理，利用以第二导频信号的调制符号标记的、基于所接收的第二导频信号获得的第二接收比特序列，通过训练获得解调神经网络。
[0114]
这里，假设发送端发送具有下述复信号形式的第二导频信号
[0115]
p2＝p
2i
jp
2q
…
.等式(12)
[0116]
p
2i
和p
2q
分别为第二导频信号的实部和虚部部分，其根据导频信号的当前传输符号而可以分别为1或-1。发送端例如通过对包括多个双比特组ab的比特序列进行qpsk调制，获得以上第二导频信号，其中，每个双比特组ab在调制后获得第二导频信号中的一个传输符号。
[0117]
优选地，第二导频信号p2包括与不同的双比特组(即，不同的调制符号)对应的全部传输符号，以便利用该导频信号训练解调神经网络来获得所接收到的复信号的各个传输符号的比特序列与各个调制符号之间的映射关系。换言之，第二导频信号p2中的传输符号可以对应于qpsk星座图中的四个星座点。
[0118]
相应地，在发送端发送第二导频信号时，可以利用能够获得全部四个星座点的比特序列(例如，利用包括四个不同的双比特组或调制符号11,10,00,01的比特序列)进行qpsk调制，从而获得包括1 j,1-j,-1-j,-1 j的第二导频信号。作为示例，第二导频信号p2中的各个传输符号可以随机地对应于qpsk星座图中的四个星座点。例如，第二导频信号可以表示为[1 j,-1 j,1-j,-1-j,-1-j,1 j,
…
,1-j,1 j]。
[0119]
接收端的电子设备例如可以通过图3的天线350获得上述第二导频信号p2的接收信号(下文中也称为所接收的第二导频信号或在适当时简称为第二导频信号)。对于
所接收的第二导频信号电子设备例如可以通过图3的相位调整单元310进行相位调整，并且可以通过例如图3的adc 320进行的低分辨率模数转换处理，基于经过相位调整的、所接收的第二导频信号获得第二接收比特序列。
[0120]
例如，对于通过天线350接收的第二导频信号相位调整单元310利用补偿相位估计单元所确定的补偿相位θ
*
通过本地振荡器lo对其进行相位旋转、即对载波信号进行相位旋转，乘法电路370a和370b利用相应的相位调整后的载波信号cos(2πfct θ
*
)和sin(2πfct θ
*
)与第二导频信号相乘，从而获得相位调整后的所接收的第二导频信号的实部和虚部
[0121]
这里，adc 320a和320b可以分别对相位调整后的第二导频信号的实部和虚部进行单比特过采样，以得到所接收的第二导频信号的每个传输符号的实部比特序列和虚部比特序列其中，n是信号的过采样倍数，例如可以为10。以上实部比特序列和虚部比特序列可以统称为第二接收比特序列
[0122]
例如通过adc 320得到的第二导频信号的当前传输符号的第二接收比特序列被输入到解调单元330，解调单元330可以将第二接收比特序列输入到如图4所示的解调神经网络中，并且获得解调神经网络的输出结果该输出结果是解调神经网络得到的第二导频信号的当前传输符号的调制符号或双比特组，其例如可以为双比特组11,10,00,01中的一者。解调单元330可以基于第二导频信号的各个调制符号与解调神经网络的输出结果之间的差异来构建损失函数，并例如通过梯度下降法等任意适当方式进行迭代训练，以例如在该损失函数取得最小值或不再变化时，确定解调神经网络的各个参数的最优取值。在本公开内容所构建的解调神经网络的基础上，本领域技术人员可以采用任意适当方式实现该解调神经网络的训练，这里不再赘述。
[0123]
《3.信息交互过程的示例》
[0124]
接下来，将参照图5和图6描述本公开实施例的信息交互过程的示例。
[0125]
首先参照图5，图5是用于说明根据本公开实施例的电子设备所接收的复信号的数据结构的示意图。如图5所示，根据本公开实施例的电子设备所接收的复信号例如可以依次包括三个部分，即用于估计补偿相位的第一导频信号、用于训练解调神经网络的第二导频信号、以及数据信号。作为示例，这里的第一导频信号可以具有以上在“补偿相位的确定”部分中描述的第一导频信号的示例形式，第二导频信号可以具有以上在“解调神经网络的训练”部分中描述的第二导频信号的示例形式，作为数据信号的复信号可以是任意的qpsk调制信号。可以在每次通信时，从发送端向接收端发送依次包括以上三个部分的复信号。
[0126]
接下来参照图6，图6是示出本公开实施例的信息交互过程的示例的示意图，其中示意性地示出了发送端和接收端(这里，接收端例如可以是此前描述的电子设备200或其示例电路实现300)以及两者之间的信息交互。这里，图6示出了例如一次通信中的发送端与接
收端之间的信息交互的示例，其中传输了例如图5所示的复信号的三个部分。如图6所示，首先，发送端向接收端发送第一导频信号。接收端的电子设备根据第一导频信号的传输符号以及基于所接收的第一导频信号获得的第一接收比特序列，确定补偿相位。接着，发送端向接收端发送第二导频信号。接收端的电子设备利用以第二导频信号的调制符号标记的、基于所接收的第二导频信号获得的第二接收比特序列，通过训练获得解调神经网络。
[0127]
然后，发送端向接收端发送作为数据信号的复信号。接收端的电子设备可以根据此前利用第一导频信号估计的补偿相位，对所接收的复信号进行相位调整。然后，接收端的电子设备可以通过低分辨率模数转换处理，基于经相位调整的复信号获得接收比特序列。接着，接收端的电子设备可以基于利用第二导频信号训练获得的解调神经网络，对接收比特序列进行解调，以获得所接收的复信号的调制符号。
[0128]
图6所示的示例流程可以通过以上参照图2至图4描述的接收端的电子设备200或其示例电路实现300以及与之通信的发送端的电子设备来实现，因此可以获得以上电子设备的配置示例中描述的优点和益处，在此不再展开描述。
[0129]
注意，这里所涉及的发送端(或发送端的电子设备)只要能够产生并发送相应的第一导频信号、第二导频信号和数据信号并且能够与接收端的电子设备200或其示例电路实现300配合进行通信即可。因此，可以采用各种现有技术的具有发射机功能的电子设备通过适当配置来实现发送端的电子设备。举例而言，当接收端的电子设备为基站等网络侧设备时，发送端的电子设备可以是能够与之通信的用户设备；当接收端的电子设备为用户设备时，发送端的电子设备可以是能够与之通信的基站等网络侧设备，这里不再赘述。
[0130]
《4.仿真示例》
[0131]
接下来，将参照图7和图8描述关于本公开实施例的电子设备所进行的解调处理的仿真结果。
[0132]
在图7和图8的示例中，所接收和处理的复信号为太赫兹qpsk信号，并且采用了此前在“问题的描述”部分中描述的混合失真的模型。更具体地，在图7和图8的示例中，发送端和接收端的(幅度及相位)iq失衡参数为∈
t
＝∈r＝0.2，φ
t
＝φr＝2
°
，发送端和接收端的相位噪声θ
t
和θr例如根据等式(2)由各自的游走项和确定。这里，设置相位噪声θ
t
和θr的游走项方差由于相位噪声θ
t
和θr的游走项符合高斯分布，因此收发端影响产生的总的相位噪声θ
t
θr也是一个均值为0的随机变量，其分布可以根据等式(2)确定。另外，对于等式(3)中的功率放大器输出的信号模型，采用了三项(k＝3)的无记忆多项式模型，其中，多项式系数b
2k-1
(k＝1，2，3)为b1＝1.0108 j0.0858，b3＝0.0879-j0.1583，b5＝-1.0992-j0.8991。对于等式(4)中的信道模型，设置信道衰落因子h＝1，加性高斯白噪声(awgn)的方差在仿真中根据所需的信噪比而适当设置。
[0133]
首先参照图7，图7是用于说明相位噪声导致的性能下降的示例仿真结果的说明图。图7示出了在图2所示的电子设备中，在没有进行补偿相位估计或相位调整的情况下(即，相当于去除了图2中的相位调整单元210和补偿相位估计单元240的功能)，由收发端影响产生的总的相位噪声导致的对解调性能的影响，其中，横轴表示收发端影响产生的总的相位噪声θ
t
θr，纵轴表示在不同的信噪比(es/n0)下的误码率(ber)。如前所述，由于相位噪
声的游走项符合高斯分布，因此根据等式(2)确定的θ
t
θr也是一个均值为0的随机变量，在图7所示的示例中设置了θ
t
θr在(-0.2π，0.2π)的范围内随机变化。图7所示的仿真结果是针对根据以上设置的θ
t
和θr的分布而确定的相位噪声θ
t
θr的范围内的每个相位噪声进行1000次通信的仿真而得到的，其中，每次通信中依次接收长度为105的第二导频信号和长度为106的数据信号。在本示例中，诸如图2所示的本公开实施例的电子设备没有进行补偿相位估计或相位调整，而在每次通信中仅利用第二导频信号通过训练获得了解调神经网络，并基于该解调神经网络对数据信号进行了解调处理。从图7可以看出，对于利用这样的电子设备进行的解调处理，在不同的信噪比(es/n0)下，误码率(ber)随相位的变化而变化。因此，希望采用适当确定的补偿相位对所接收的复信号进行相位调整，以实现解调性能的最优化。
[0134]
接下来参照图8，图8是用于说明根据本公开实施例的电子设备所进行的解调处理的性能的示例仿真结果的图。图8分别示出了传统的硬判决(对所接收的模拟信号进行单比特量化，并将量化结果转化为调制符号的输出结果)方法以及利用诸如图2所示的本公开实施例的电子设备对所接收的复信号进行解调处理的误码率性能，其中，横轴表示信噪比(es/n0)，纵轴表示相应的误码率(ber)。图8所示的仿真结果是在相位噪声θ
t
θr根据以上设置的分布而根据等式(2)随机变化的情况下，针对每个信噪比进行1000次通信的仿真而得到的，其中，每次通信中，传统的硬判决方法接收长度为106的数据信号，本公开实施例的电子设备依次接收长度为103的第一导频信号、长度为105的第二导频信号和长度为106的数据信号。在本示例中，本公开实施例的电子设备在每次通信中先利用第一导频信号确定了补偿相位，再利用第二导频信号通过训练获得了解调神经网络，之后对数据信号进行相位调整以及相应的解调处理。从图8可以看出，对于涉及不断变动的相位噪声的情况，传统的硬判决方法不能有效实现解调，而本公开实施例的电子设备所执行的处理则通过每次通信中实时的相位补偿或调整以及解调神经网络的准确解调，解决了信道混合失真问题并实现了太赫兹qpsk信号的准确解调，并且在信噪比为10db时，可使误码率达到10-2
。
[0135]
《5.方法实施例》
[0136]
接下来将详细描述根据本公开实施例的电子设备中执行的方法。注意，这些方法实施与以上参照图2至图4描述的装置配置示例相对应，因此，以上装置配置示例的各个细节及益处适当地适用于以下方法实施例。
[0137]
图9是示出根据本公开实施例的信号处理方法的过程示例的流程图，其例如可以由参照图2至图4描述的电子设备200或其示例电路实现300来实现。
[0138]
如图9所示，首先，步骤s901中，根据利用导频信号估计的补偿相位，对所接收的复信号进行相位调整。接下来，在步骤s902中，通过低分辨率模数转换处理，基于经相位调整的复信号获得接收比特序列。接着，在步骤s903中，基于利用导频信号训练获得的解调神经网络，对接收比特序列进行解调，以获得所接收的复信号的调制符号。
[0139]
作为示例，这里的复信号和导频信号可以包括qpsk调制信号。
[0140]
作为示例，在步骤s901中，可以根据补偿相位，控制本地振荡器对所接收的复信号进行相位旋转，以实现相位调整。
[0141]
作为示例，在步骤s902中，可以通过低分辨率模数转换处理，分别基于相位调整后的复信号的实部和虚部获得实部接收比特序列和虚部接收比特序列。例如，可以对所述实
部和所述虚部进行过采样以得到所接收的复信号的每个传输符号的实部接收比特序列和虚部接收比特序列。
[0142]
此外，尽管图中未示出，但该方法还可以包括：在步骤s901之前，根据第一导频信号的传输符号以及基于所接收的第一导频信号获得的第一接收比特序列，估计补偿相位。
[0143]
例如，可选地，该方法可以包括用于估计补偿相位的下述处理：通过低分辨率模数转换处理，基于经相位调整的、所接收的第一导频信号获得第一接收比特序列；根据第一接收比特序列相对于第一导频信号的传输符号的误差，估计补偿相位；以及根据所估计的补偿相位，对所接收的第一导频信号进行相位调整。
[0144]
可选地，在该方法所包括的用于估计补偿相位的处理中，可以将使所述误差最小的补偿相位确定为最终的补偿相位。
[0145]
作为示例，第一导频信号可以包括与qpsk星座图中的至少两个相邻星座点对应的多个传输符号。例如，第一导频信号中的各个传输符号可以对应于qpsk星座图中的两个相邻星座点。例如，第一导频信号中的各个传输符号可以交替地对应于所述两个相邻星座点。
[0146]
此外，尽管图中未示出，但该方法还可以包括：在步骤s901之前，利用以第二导频信号的调制符号标记的、基于所接收的第二导频信号获得的第二接收比特序列，通过训练获得解调神经网络。
[0147]
例如，可选地，该方法可以包括用于训练解调神经网络的下述处理：根据利用第一导频信号估计的补偿相位，对所接收的第二导频信号进行相位调整；以及通过低分辨率模数转换处理，基于经相位调整的第二导频信号获得第二接收比特序列。
[0148]
作为示例，第二导频信号中的传输符号可以对应于qpsk星座图中的四个星座点。例如，第二导频信号中的各个传输符号可以随机地对应于所述四个星座点。
[0149]
根据本公开的实施例，执行上述方法的主体可以是根据本公开实施例的电子设备200或其示例电路实现300，因此前文中关于电子设备200或其示例电路实现300及其功能单元的实施例的各种方面均适用于此。
[0150]
《6.应用示例》
[0151]
本公开内容的技术能够应用于各种产品。
[0152]
例如，电子设备200可以被实现为任何类型的基站设备，诸如宏enb和小enb，还可以被实现为任何类型的gnb(5g系统中的基站)。小enb可以为覆盖比宏小区小的小区的enb，诸如微微enb、微enb和家庭(毫微微)enb。代替地，基站可以被实现为任何其他类型的基站，诸如nodeb和基站收发台(bts)。基站可以包括：被配置为控制无线通信的主体(也称为基站设备)；以及设置在与主体不同的地方的一个或多个远程无线头端(rrh)。
[0153]
另外，电子设备200还可以被实现为任何类型的trp。该trp可以具备发送和接收功能，例如可以从用户设备和基站设备接收信息，也可以向用户设备和基站设备发送信息。在典型的示例中，trp可以为用户设备提供服务，并且受基站设备的控制。进一步，trp可以具备与的基站设备类似的结构，也可以仅具备基站设备中与发送和接收信息相关的结构。
[0154]
此外，电子设备200也可以为各种用户设备，其可以被实现为移动终端(诸如智能电话、平板个人计算机(pc)、笔记本式pc、便携式游戏终端、便携式/加密狗型移动路由器和数字摄像装置)或者车载终端(诸如汽车导航设备)。用户设备还可以被实现为执行机器对机器(m2m)通信的终端(也称为机器类型通信(mtc)终端)。此外，用户设备可以为安装在上
述用户设备中的每个用户设备上的无线通信模块(诸如包括单个晶片的集成电路模块)。
[0155]
[关于基站的应用示例]
[0156]
(第一应用示例)
[0157]
图10是示出可以应用本公开内容的技术的enb的示意性配置的第一示例的框图。enb 1800包括一个或多个天线1810以及基站设备1820。基站设备1820和每个天线1810可以经由rf线缆彼此连接。
[0158]
天线1810中的每一个均包括单个或多个天线元件(诸如包括在多输入多输出(mimo)天线中的多个天线元件)，并且用于基站设备1820发送和接收无线信号。如图10所示，enb 1800可以包括多个天线1810。例如，多个天线1810可以与enb 1800使用的多个频带兼容。虽然图10示出其中enb 1800包括多个天线1810的示例，但是enb 1800也可以包括单个天线1810。
[0159]
基站设备1820包括控制器1821、存储器1822、网络接口1823以及无线通信接口1825。
[0160]
控制器1821可以为例如cpu或dsp，并且操作基站设备1820的较高层的各种功能。例如，控制器1821根据由无线通信接口1825处理的信号中的数据来生成数据分组，并经由网络接口1823来传递所生成的分组。控制器1821可以对来自多个基带处理器的数据进行捆绑以生成捆绑分组，并传递所生成的捆绑分组。控制器1821可以具有执行如下控制的逻辑功能：该控制诸如为无线资源控制、无线承载控制、移动性管理、接纳控制和调度。该控制可以结合附近的enb或核心网节点来执行。存储器1822包括ram和rom，并且存储由控制器1821执行的程序和各种类型的控制数据(诸如终端列表、传输功率数据以及调度数据)。
[0161]
网络接口1823为用于将基站设备1820连接至核心网1824的通信接口。控制器1821可以经由网络接口1823而与核心网节点或另外的enb进行通信。在此情况下，enb 1800与核心网节点或其他enb可以通过逻辑接口(诸如s1接口和x2接口)而彼此连接。网络接口1823还可以为有线通信接口或用于无线回程线路的无线通信接口。如果网络接口1823为无线通信接口，则与由无线通信接口1825使用的频带相比，网络接口1823可以使用较高频带用于无线通信。
[0162]
无线通信接口1825支持任何蜂窝通信方案(诸如长期演进(lte)和lte-先进)，并且经由天线1810来提供到位于enb 1800的小区中的终端的无线连接。无线通信接口1825通常可以包括例如基带(bb)处理器1826和rf电路1827。bb处理器1826可以执行例如编码/解码、调制/解调以及复用/解复用，并且执行层(例如l1、介质访问控制(mac)、无线链路控制(rlc)和分组数据汇聚协议(pdcp))的各种类型的信号处理。代替控制器1821，bb处理器1826可以具有上述逻辑功能的一部分或全部。bb处理器1826可以为存储通信控制程序的存储器，或者为包括被配置为执行程序的处理器和相关电路的模块。更新程序可以使bb处理器1826的功能改变。该模块可以为插入到基站设备1820的槽中的卡或刀片。可替代地，该模块也可以为安装在卡或刀片上的芯片。同时，rf电路1827可以包括例如混频器、滤波器和放大器，并且经由天线1810来传送和接收无线信号。
[0163]
如图10所示，无线通信接口1825可以包括多个bb处理器1826。例如，多个bb处理器1826可以与enb 1800使用的多个频带兼容。如图10所示，无线通信接口1825可以包括多个rf电路1827。例如，多个rf电路1827可以与多个天线元件兼容。虽然图10示出其中无线通信
接口1825包括多个bb处理器1826和多个rf电路1827的示例，但是无线通信接口1825也可以包括单个bb处理器1826或单个rf电路1827。
[0164]
在图10所示的enb 1800中，此前参照图2描述的电子设备200中的相位调整单元210、低分辨率模数转换单元220和补偿相位估计单元240可以通过无线通信接口1825等实现。这里，尽管未示出，但例如无线通信接口1825中可以设置有高速触发器等，以用作低分辨率模数转换单元220。电子设备200中的解调单元230例如可以通过控制器1821等实现。例如，控制器1821可以通过执行存储器1822中存储的指令而执行解调单元230等的至少一部分功能，这里不再赘述。
[0165]
(第二应用示例)
[0166]
图11是示出可以应用本公开内容的技术的enb的示意性配置的第二示例的框图。enb 1930包括一个或多个天线1940、基站设备1950和rrh 1960。rrh 1960和每个天线1940可以经由rf线缆而彼此连接。基站设备1950和rrh 1960可以经由诸如光纤线缆的高速线路而彼此连接。
[0167]
天线1940中的每一个均包括单个或多个天线元件(诸如包括在mimo天线中的多个天线元件)并且用于rrh 1960发送和接收无线信号。如图11所示，enb 1930可以包括多个天线1940。例如，多个天线1940可以与enb 1930使用的多个频带兼容。虽然图11示出其中enb 1930包括多个天线1940的示例，但是enb 1930也可以包括单个天线1940。
[0168]
基站设备1950包括控制器1951、存储器1952、网络接口1953、无线通信接口1955以及连接接口1957。控制器1951、存储器1952和网络接口1953与参照图10描述的控制器1821、存储器1822和网络接口1823相同。网络接口1953为用于将基站设备1950连接至核心网1954的通信接口。
[0169]
无线通信接口1955支持任何蜂窝通信方案(诸如lte和lte-先进)，并且经由rrh 1960和天线1940来提供到位于与rrh 1960对应的扇区中的终端的无线通信。无线通信接口1955通常可以包括例如bb处理器1956。除了bb处理器1956经由连接接口1957连接到rrh 1960的rf电路1964之外，bb处理器1956与参照图10描述的bb处理器1826相同。如图11所示，无线通信接口1955可以包括多个bb处理器1956。例如，多个bb处理器1956可以与enb 1930使用的多个频带兼容。虽然图11示出其中无线通信接口1955包括多个bb处理器1956的示例，但是无线通信接口1955也可以包括单个bb处理器1956。
[0170]
连接接口1957为用于将基站设备1950(无线通信接口1955)连接至rrh 1960的接口。连接接口1957还可以为用于将基站设备1950(无线通信接口1955)连接至rrh 1960的上述高速线路中的通信的通信模块。
[0171]
rrh 1960包括连接接口1961和无线通信接口1963。
[0172]
连接接口1961为用于将rrh 1960(无线通信接口1963)连接至基站设备1950的接口。连接接口1961还可以为用于上述高速线路中的通信的通信模块。
[0173]
无线通信接口1963经由天线1940来传送和接收无线信号。无线通信接口1963通常可以包括例如rf电路1964。rf电路1964可以包括例如混频器、滤波器和放大器，并且经由天线1940来传送和接收无线信号。如图11所示，无线通信接口1963可以包括多个rf电路1964。例如，多个rf电路1964可以支持多个天线元件。虽然图11示出其中无线通信接口1963包括多个rf电路1964的示例，但是无线通信接口1963也可以包括单个rf电路1964。
[0174]
在图11所示的enb 1930中，此前参照图2描述的电子设备200中的相位调整单元210、低分辨率模数转换单元220和补偿相位估计单元240可以通过无线通信接口1963实现。这里，尽管未示出，但例如无线通信接口1963中可以设置有高速触发器等，以用作低分辨率模数转换单元220。电子设备200中的解调单元230可以通过控制器1951等实现。例如，控制器1951可以通过执行存储器1952中存储的指令而执行解调单元230等的至少一部分功能，这里不再赘述。
[0175]
[关于用户设备的应用示例]
[0176]
(第一应用示例)
[0177]
图12是示出可以应用本公开内容的技术的智能电话2000的示意性配置的示例的框图。智能电话2000包括处理器2001、存储器2002、存储装置2003、外部连接接口2004、摄像装置2006、传感器2007、麦克风2008、输入装置2009、显示装置2010、扬声器2011、无线通信接口2012、一个或多个天线开关2015、一个或多个天线2016、总线2017、电池2018以及辅助控制器2019。
[0178]
处理器2001可以为例如cpu或片上系统(soc)，并且控制智能电话2000的应用层和另外层的功能。存储器2002包括ram和rom，并且存储数据和由处理器2001执行的程序。存储装置2003可以包括存储介质，诸如半导体存储器和硬盘。外部连接接口2004为用于将外部装置(诸如存储卡和通用串行总线(usb)装置)连接至智能电话2000的接口。
[0179]
摄像装置2006包括图像传感器(诸如电荷耦合器件(ccd)和互补金属氧化物半导体(cmos))，并且生成捕获图像。传感器2007可以包括一组传感器，诸如测量传感器、陀螺仪传感器、地磁传感器和加速度传感器。麦克风2008将输入到智能电话2000的声音转换为音频信号。输入装置2009包括例如被配置为检测显示装置2010的屏幕上的触摸的触摸传感器、小键盘、键盘、按钮或开关，并且接收从用户输入的操作或信息。显示装置2010包括屏幕(诸如液晶显示器(lcd)和有机发光二极管(oled)显示器)，并且显示智能电话2000的输出图像。扬声器2011将从智能电话2000输出的音频信号转换为声音。
[0180]
无线通信接口2012支持任何蜂窝通信方案(诸如lte和lte-先进)，并且执行无线通信。无线通信接口2012通常可以包括例如bb处理器2013和rf电路2014。bb处理器2013可以执行例如编码/解码、调制/解调以及复用/解复用，并且执行用于无线通信的各种类型的信号处理。同时，rf电路2014可以包括例如混频器、滤波器和放大器，并且经由天线2016来传送和接收无线信号。无线通信接口2012可以为其上集成有bb处理器2013和rf电路2014的一个芯片模块。如图12所示，无线通信接口2012可以包括多个bb处理器2013和多个rf电路2014。虽然图12示出其中无线通信接口2012包括多个bb处理器2013和多个rf电路2014的示例，但是无线通信接口2012也可以包括单个bb处理器2013或单个rf电路2014。
[0181]
此外，除了蜂窝通信方案之外，无线通信接口2012可以支持另外类型的无线通信方案，诸如短距离无线通信方案、近场通信方案和无线局域网(lan)方案。在此情况下，无线通信接口2012可以包括针对每种无线通信方案的bb处理器2013和rf电路2014。
[0182]
天线开关2015中的每一个在包括在无线通信接口2012中的多个电路(例如用于不同的无线通信方案的电路)之间切换天线916的连接目的地。
[0183]
天线2016中的每一个均包括单个或多个天线元件(诸如包括在mimo天线中的多个天线元件)，并且用于无线通信接口2012传送和接收无线信号。如图12所示，智能电话2000
可以包括多个天线2016。虽然图12示出其中智能电话2000包括多个天线2016的示例，但是智能电话2000也可以包括单个天线2016。
[0184]
此外，智能电话2000可以包括针对每种无线通信方案的天线2016。在此情况下，天线开关2015可以从智能电话2000的配置中省略。
[0185]
总线2017将处理器2001、存储器2002、存储装置2003、外部连接接口2004、摄像装置2006、传感器2007、麦克风2008、输入装置2009、显示装置2010、扬声器2011、无线通信接口2012以及辅助控制器2019彼此连接。电池2018经由馈线向图12所示的智能电话2000的各个块提供电力，馈线在图中被部分地示为虚线。辅助控制器2019例如在睡眠模式下操作智能电话2000的最小必需功能。
[0186]
在图12所示的智能电话2000中，此前参照图2描述的电子设备200中的相位调整单元210、低分辨率模数转换单元220和补偿相位估计单元240可以通过无线通信接口2012实现。这里，尽管未示出，但例如无线通信接口2012中可以设置有高速触发器等，以用作低分辨率模数转换单元220。电子设备200中的解调单元230可以由处理器2001或辅助控制器2019实现。例如，处理器2001或辅助控制器2019可以通过执行存储器2002或存储装置2003中存储的指令而执行解调单元230等的至少一部分功能，这里不再赘述。
[0187]
(第二应用示例)
[0188]
图13是示出可以应用本公开内容的技术的汽车导航设备2120的示意性配置的示例的框图。汽车导航设备2120包括处理器2121、存储器2122、全球定位系统(gps)模块2124、传感器2125、数据接口2126、内容播放器2127、存储介质接口2128、输入装置2129、显示装置2130、扬声器2131、无线通信接口2133、一个或多个天线开关2136、一个或多个天线2137以及电池2138。
[0189]
处理器2121可以为例如cpu或soc，并且控制汽车导航设备2120的导航功能和另外的功能。存储器2122包括ram和rom，并且存储数据和由处理器2121执行的程序。
[0190]
gps模块2124使用从gps卫星接收的gps信号来测量汽车导航设备2120的位置(诸如纬度、经度和高度)。传感器2125可以包括一组传感器，诸如陀螺仪传感器、地磁传感器和空气压力传感器。数据接口2126经由未示出的终端而连接到例如车载网络2141，并且获取由车辆生成的数据(诸如车速数据)。
[0191]
内容播放器2127再现存储在存储介质(诸如cd和dvd)中的内容，该存储介质被插入到存储介质接口2128中。输入装置2129包括例如被配置为检测显示装置2130的屏幕上的触摸的触摸传感器、按钮或开关，并且接收从用户输入的操作或信息。显示装置2130包括诸如lcd或oled显示器的屏幕，并且显示导航功能的图像或再现的内容。扬声器2131输出导航功能的声音或再现的内容。
[0192]
无线通信接口2133支持任何蜂窝通信方案(诸如lte和lte-先进)，并且执行无线通信。无线通信接口2133通常可以包括例如bb处理器2134和rf电路2135。bb处理器2134可以执行例如编码/解码、调制/解调以及复用/解复用，并且执行用于无线通信的各种类型的信号处理。同时，rf电路2135可以包括例如混频器、滤波器和放大器，并且经由天线2137来传送和接收无线信号。无线通信接口2133还可以为其上集成有bb处理器2134和rf电路2135的一个芯片模块。如图13所示，无线通信接口2133可以包括多个bb处理器2134和多个rf电路2135。虽然图13示出其中无线通信接口2133包括多个bb处理器2134和多个rf电路2135的
示例，但是无线通信接口2133也可以包括单个bb处理器2134或单个rf电路2135。
[0193]
此外，除了蜂窝通信方案之外，无线通信接口2133可以支持另外类型的无线通信方案，诸如短距离无线通信方案、近场通信方案和无线lan方案。在此情况下，针对每种无线通信方案，无线通信接口2133可以包括bb处理器2134和rf电路2135。
[0194]
天线开关2136中的每一个在包括在无线通信接口2133中的多个电路(诸如用于不同的无线通信方案的电路)之间切换天线2137的连接目的地。
[0195]
天线2137中的每一个均包括单个或多个天线元件(诸如包括在mimo天线中的多个天线元件)，并且用于无线通信接口2133传送和接收无线信号。如图13所示，汽车导航设备2120可以包括多个天线2137。虽然图13示出其中汽车导航设备2120包括多个天线2137的示例，但是汽车导航设备2120也可以包括单个天线2137。
[0196]
此外，汽车导航设备2120可以包括针对每种无线通信方案的天线2137。在此情况下，天线开关2136可以从汽车导航设备2120的配置中省略。
[0197]
电池2138经由馈线向图13所示的汽车导航设备2120的各个块提供电力，馈线在图中被部分地示为虚线。电池2138累积从车辆提供的电力。
[0198]
在图13示出的汽车导航设备2120中，此前参照图2描述的电子设备200中的相位调整单元210、低分辨率模数转换单元220和补偿相位估计单元240可以通过无线通信接口2133实现。这里，尽管未示出，但例如无线通信接口2133中可以设置有高速触发器等，以用作低分辨率模数转换单元220。电子设备200中的解调单元230可以由处理器2121实现。例如，处理器2121可以通过执行存储器2122中存储的指令而执行解调单元230的至少一部分功能，这里不再赘述。
[0199]
本公开内容的技术也可以被实现为包括汽车导航设备2120、车载网络2141以及车辆模块2142中的一个或多个块的车载系统(或车辆)2140。车辆模块2142生成车辆数据(诸如车速、发动机速度和故障信息)，并且将所生成的数据输出至车载网络2141。
[0200]
以上参照附图描述了本公开的优选实施例，但是本公开当然不限于以上示例。本领域技术人员可在所附权利要求的范围内得到各种变更和修改，并且应理解这些变更和修改自然将落入本公开的技术范围内。
[0201]
例如，附图所示的功能框图中以虚线框示出的单元均表示该功能单元在相应装置中是可选的，并且各个可选的功能单元可以以适当的方式进行组合以实现所需功能。
[0202]
例如，在以上实施例中包括在一个单元中的多个功能可以由分开的装置来实现。替选地，在以上实施例中由多个单元实现的多个功能可分别由分开的装置来实现。另外，以上功能之一可由多个单元来实现。无需说，这样的配置包括在本公开的技术范围内。
[0203]
在该说明书中，流程图中所描述的步骤不仅包括以所述顺序按时间序列执行的处理，而且包括并行地或单独地而不是必须按时间序列执行的处理。此外，甚至在按时间序列处理的步骤中，无需说，也可以适当地改变该顺序。
[0204]
此外，本公开可以具有如下所述的配置。
[0205]
(1)一种电子设备，包括：
[0206]
处理电路，被配置为：
[0207]
根据利用导频信号估计的补偿相位，对所接收的复信号进行相位调整；
[0208]
通过低分辨率模数转换处理，基于经相位调整的复信号获得接收比特序列；以及
[0209]
基于利用导频信号训练获得的解调神经网络，对接收比特序列进行解调，以获得所接收的复信号的调制符号。
[0210]
(2)如(1)所述的电子设备，其中，复信号和导频信号包括qpsk调制信号。
[0211]
(3)如(2)所述的电子设备，其中，所述处理电路还被配置为：
[0212]
根据第一导频信号的传输符号以及基于所接收的第一导频信号获得的第一接收比特序列，估计补偿相位。
[0213]
(4)如(3)所述的电子设备，其中，所述处理电路还被配置为：
[0214]
通过低分辨率模数转换处理，基于经相位调整的、所接收的第一导频信号获得第一接收比特序列；
[0215]
根据第一接收比特序列相对于第一导频信号的传输符号的误差，估计补偿相位；以及
[0216]
根据所估计的补偿相位，对所接收的第一导频信号进行相位调整。
[0217]
(5)如(4)所述的电子设备，其中，所述处理电路还被配置为将使所述误差最小的补偿相位确定为最终的补偿相位。
[0218]
(6)如(3)所述的电子设备，其中，第一导频信号包括与qpsk星座图中的至少两个相邻星座点对应的多个传输符号。
[0219]
(7)如(3)所述的电子设备，其中，第一导频信号中的各个传输符号对应于qpsk星座图中的两个相邻星座点。
[0220]
8)如(7)所述的电子设备，其中，第一导频信号中的各个传输符号交替地对应于所述两个相邻星座点。
[0221]
(9)如(1)所述的电子设备，其中，所述处理电路还被配置为：根据补偿相位，控制本地振荡器对所接收的复信号进行相位旋转，以实现相位调整。
[0222]
(10)如(1)所述的电子设备，其中，所述处理电路还被配置为利用以第二导频信号的调制符号标记的、基于所接收的第二导频信号获得的第二接收比特序列，通过训练获得解调神经网络。
[0223]
(11)如(10)所述的电子设备，其中，所述处理电路还被配置为：
[0224]
根据利用第一导频信号估计的补偿相位，对所接收的第二导频信号进行相位调整；以及
[0225]
通过低分辨率模数转换处理，基于经相位调整的第二导频信号获得第二接收比特序列。
[0226]
(12)如(10)所述的电子设备，其中，第二导频信号中的传输符号对应于qpsk星座图中的四个星座点。
[0227]
(13)如(12)所述的电子设备，其中，第二导频信号中的各个传输符号随机地对应于所述四个星座点。
[0228]
(14)如(1)至(13)中任一项所述的电子设备，其中，所述处理电路还被配置为通过低分辨率模数转换处理，分别基于相位调整后的复信号的实部和虚部获得实部接收比特序列和虚部接收比特序列。
[0229]
(15)如(14)所述的电子设备，其中，所述处理电路还被配置为对所述实部和所述虚部进行过采样以得到所接收的复信号的每个传输符号的实部接收比特序列和虚部接收
比特序列。
[0230]
(16)一种信号处理方法，包括：
[0231]
根据利用导频信号估计的补偿相位，对所接收的复信号进行相位调整；
[0232]
通过低分辨率模数转换处理，基于经相位调整的复信号获得接收比特序列；以及
[0233]
基于利用导频信号训练获得的解调神经网络，对接收比特序列进行解调，以获得所接收的复信号的调制符号。
[0234]
(17)如(16)所述的信号处理方法，其中，复信号和导频信号包括qpsk调制信号。
[0235]
(18)如(16)所述的信号处理方法，还包括：
[0236]
根据第一导频信号的传输符号以及基于所接收的第一导频信号获得的第一接收比特序列，估计补偿相位。
[0237]
(19)如(16)所述的信号处理方法，还包括：
[0238]
利用以第二导频信号的调制符号标记的、基于所接收的第二导频信号获得的第二接收比特序列，通过训练获得解调神经网络。
[0239]
(20)一种存储有程序的非暂态计算机可读存储介质，所述程序当由处理器执行时，使得所述处理器执行根据(17)至(19)中任一项所述的方法。
[0240]
以上虽然结合附图详细描述了本公开的实施例，但是应当明白，上面所描述的实施方式只是用于说明本公开，而并不构成对本公开的限制。对于本领域的技术人员来说，可以对上述实施方式作出各种修改和变更而没有背离本公开的实质和范围。因此，本公开的范围仅由所附的权利要求及其等效含义来限定。