一种应用于5G的超宽带功放匹配架构及其设计方法与流程

一种应用于5g的超宽带功放匹配架构及其设计方法
技术领域
1.本发明涉及无线射频功率放大器技术领域，特别设计一种应用于5g的超宽带功放匹配架构及其设计方法。


背景技术：

2.随着无线通信系统技术的不断发展，有限的频谱资源变得格外拥挤。为了应对连续广域覆盖、热点高容量、低时延高可靠、低功耗大连接等不同场景，第五代通信技术(5g)应运而生。5g对通信系统的宽带提出了更高的要求。另一方面，随着通信设备数量的激增，能量消耗问题变得日益严峻，能源节约和环境保护不仅是时下热点，更是未来发展趋势。功率放大器作为通信系统中极其重要并且能耗最高的器件，其宽带限制了整个通信系统的宽带，其效率决定了通信系统的整体效率，同时，为了改善频谱复用率，通信系统中大量使用复杂的调制和接入技术，这使得通信信号含有很高的峰均比(par)，因此在功率回退的时刻也能保持比较高的效率成为一个研究热点，其中doherty技术于以前简单的架构和易于实现等优点成为主流应用。但是由于传统doherty存在带宽限制问题，宽带高回退效率doherty成为行业的热点问题，doherty功放(dpa)的回退效率与载波功放密切相关，带宽主要受到四分之一波长阻抗变换线，功率分配器、offset补偿线，功放的输入、输出匹配网络、负载调制网络等都有限制宽带的作用，针对以上技术问题进行深入研究和改进，提出了一种新的超宽带、高效率功率放大器的匹配架构和设计方法。
3.宽带功率分配器将输入信号功分后分别输出至峰值波和峰值功率放大器，其中功分后的输出阻抗连接的是载波和峰值放大器的输入阻抗，常规的功率分配器输入和输出端口阻抗相等为为zc＝50ω,单节的特征阻抗变换的线阻抗为其θ＝1/4λ，因此传统的功率放大器需要放大器输入阻抗匹配至50ω，在通过的1/4λ阻抗变换匹配至源阻抗50ω，因此载波和峰值放大器都需要匹配至50ω在连接功率分配器，这种常规的匹配方式极大限制了频率带宽。
4.由于传统doherty功率放大器存在的诸多带宽限制因素，如：输出四分之一波长传输线在不同的工作频率处产生的相位偏移，寄生封装参数对带宽的影响；若想实现宽带高阻抗比变换，须使用高阶宽带匹配网络，这会使得相移在频带内剧烈变化，传统的doherty功放很难实现宽带，针对这些限制因素新型宽带doherty功放对其匹配结构进行了设计改进匹配结构。


技术实现要素：

5.本发明的目的在于克服现有技术中所存在的不能有效的解决宽带增益及平坦度指标、宽带的阻抗匹配最佳功率、最佳效率传输等难点问题，提供一种应用于5g的超宽带功放匹配架构及其设计方法。
6.为了实现上述发明目的，本发明提供了以下技术方案：
7.一种应用于5g的超宽带功放匹配架构，包括doherty功率放大器，所述doherty功率放大器包括：载波放大器分支和峰值放大器分支，所述峰值放大器分支包括顺序连接的：峰值相位补偿线、峰值输入匹配网络、峰值放大器、峰值输出匹配网络以及峰值补偿线，所述超宽带功放匹配架构还包括：宽带功率分配电路和高阶阻抗变换电路；
8.所述载波放大器分支包括顺序连接的：载波相位补偿线、载波输入匹配网络、载波放大器、载波输出匹配网络；
9.所述doherty功率放大器的输入端与所述宽带功率分配电路的对应的输出端连接，所述doherty功率放大器的输出端与所述阻抗变换电路的对应的输入端连接；
10.所述doherty功率放大器的输入端和输出端的阻抗分别匹配至相同或不同的设定值，所述设定值小于50ω，所述宽带功率分配电路将阻抗从50ω匹配至所述doherty功率放大器输入端的设定值，所述高阶阻抗变换电路将所述doherty功率放大器的输出端合路后的阻抗变换至50ω。
11.采用上述技术方案，能够使放大器宽带的增益、平坦度、功率、效率等指标最大限度的发挥出来，并且在一定频带内变化不大，同时，所述doherty功率放大器的输出端和输入端的阻抗的匹配更加容易，弃用传统doherty功放中的四分之一波长线阻抗逆变器，将阻抗调制和输出匹配网络结合，避免了四分之一波长线对带宽的影响，减小了所述载波放大器输出端的阻抗变换比值，能够更好的扩展doherty功放的带宽。
12.作为本发明的优选方案，所述doherty功率放大器的输入端和输出端的阻抗根据实际的带宽需求进行设定。
13.作为本发明的优选方案，所述宽带功率分配器电路包括多节等功率分配器，每节所述等功率分配器的末尾连接有一个隔离电阻，所述宽带功率分配器的节数能够根据实际的带宽需求、以及尺寸结构来综合设定。
14.作为本发明的优选方案，每节所述等功率分配器的特征阻抗，能够从一个多节阻抗变换器的归一化阻抗求得，阻抗比、频率带宽比以及相对带宽的计算公式分别为：
[0015][0016]
w＝f2/f1[0017][0018]
其中，所述z0为输出阻抗，zs为输入阻抗，f1为下截止频率，f2为上截止频率。
[0019]
作为本发明的优选方案，所述宽带功率分配电路的阻抗匹配包括以下步骤：
[0020]
s1：通过所述阻抗比、相对宽带、以及需要的所述等功率分配器的节数，通过多节切比雪夫变阻器的各节归一化特性阻抗表，得到第一节的所述特征阻抗；
[0021]
s2：当n＝2时，第二节的所述特征阻抗计算公式为：
[0022]
z2＝r/z1；
[0023]
s3：求得所述第一节和所述第二节的所述特征阻抗后，计算所述第一节和所述第二节的所述等功率分配器的隔离电阻的阻值，计算公式为：
[0024][0025][0026][0027]
其中，n为节数，z1、z2、z3、至zn为等功率分配器各节的特征阻抗，r1、r2分别为第一节和第二节隔离电阻，θ3为z3的微带线的电长度，g1、g2分别为第一节和第二节归一化隔离电导；
[0028]
s4：当n＞3时，每节所述等功率分配器的所述特征阻抗通过偶数模等效电路λg/4阶梯阻抗变换器合成法求得，所述隔离阻抗，通过仿造所述阶梯阻抗变换器的分析方法，求出包括所述隔离电阻的影响在内的输出口反射系数，并计算g1、g2、g3、
…
、gn的分式，计算公式为：
[0029][0030][0031][0032][0033]
其中，rn为隔离电阻，γo，是偶数模阶梯阻抗转换器在θ＝90
°
时的驻波比，对切比雪夫响应来讲，当n是奇数时，当n是偶数时，即频带内最大驻波比，yk为各节微带线归一化的特征导纳，gk、gn为各节归一化的隔离电导，tk为传输系数，rn为各节隔离电阻。
[0034]
采用上述技术方案，通过多节等功率分配器能够有效的扩展宽带宽，等功率分配器的节数越多，得到的带宽越宽，隔离度也越大，最终达到超宽带功率分配器要求。
[0035]
作为本发明的优选方案，所述载波放大器工作在ab类或b类工作状态下，所述峰值
放大器工作在c类工作状态下。
[0036]
作为本发明的优选方案，所述高阶阻抗变换电路包括渐变传输线和开路支节线，所述渐变传输线和所述开路支节线串并连接，所述高阶阻抗变换电路的阶数，能够根据实际的带宽需求、以及尺寸结构来综合设定。
[0037]
采用上述技术方案，高阶阻抗变换电阻电路相对于切比雪夫多节匹配变换器而言设计更为简单，在使用相同的节数、满足同样宽带效果的情况下，所述高阶阻抗变换结构的电长度尺寸只有切比雪夫多节匹配变换器一半，工程实践应用和调试优化更加容易。
[0038]
作为本发明的优选方案，根据史密斯圆图得出宽带匹配下的低q值的设计理论来设计以及所述高阶阻抗变换电路。
[0039]
采用上述技术方案，通过高阶阻抗变换电路，能够将合路后的阻抗匹配至50ω，同时满足了在宽带匹配下的低q值的设计理论，q值越小，对应的匹配节数就越多，带宽也就越宽。
[0040]
作为本发明的优选方案，所述高阶阻抗变换电路的所述渐变传输线的阻抗需要满足z
t1
＜z
t2
＜z
t3
＜
……
＜z
tm
，所述开路支节线的阻抗需要满足z
lp1
＝z
lp2
＝z
lp3
……
＝z
lpm
，所述渐变线和所述开路支节线的电长度需要满足θ1＞θ2＞θ3＞
…
＞θm。
[0041]
另一方面，一种根据上述所述的应用于5g的超宽带功放匹配架构的设计方法，包括以下步骤：
[0042]
a1：根据实际需求的带宽、以及尺寸结构来设定所述宽带功率分配电路的节数，以及所述高阶阻抗变换电路的阶数；
[0043]
a2：分别设定所述doherty功率放大器的输入端和输出端的的阻抗，所述阻抗均小于50ω；
[0044]
a3：所述宽带功率分配电路的输出端的阻抗匹配至所述阻抗；
[0045]
a4：所述doherty功率放大器的输出端进行合路；
[0046]
a5：通过所述高阶阻抗变换电路将所述doherty功率放大器的输出端合路后的阻抗变换至50ω。
[0047]
采用上述技术方案，能够使放大器宽带的增益、平坦度、功率、效率等指标最大限度的发挥出来，并且在一定频带内变化不大，通过多节等功率分配器来扩展宽带，通过将所述等功率分配器的输出端口的阻抗设定为低阻抗，能够使功率放大器本身的匹配设计和带宽扩展更加简单和容易，并且所述高阶变换电路的结构相对于切比雪夫多节匹配变换器而言设计更加简单，在使用相同的节数、满足同样宽带效果的情况下，所述高阶阻抗变换电路的电长度尺寸只有切比雪夫多节匹配变换器的一半，使得工程实践应用和调试优化更加优化。
[0048]
与现有技术相比，本发明的有益效果在于：
[0049]
能够使放大器宽带的增益、平坦度、功率、效率等指标最大限度的发挥出来，并且在一定频带内变化不大，同时，所述doherty功率放大器的输出端和输入端的阻抗的匹配更加容易，弃用传统doherty功放中的四分之一波长线阻抗逆变器，将阻抗调制和输出匹配网络结合，避免了四分之一波长线对带宽的影响，减小了所述载波放大器输出端的阻抗变换比值，能够更好的扩展doherty功放的带宽,单节的等功率分配器理带宽只有百分之几十，要达到超宽带功率分配器要求的带宽，需要通过多节等功率分配器能够扩展带宽，等功率
分配器的节数越多，得到的带宽越宽，隔离度也越大,且高阶阻抗变换电路相对于切比雪夫多节匹配变换器而言设计更为简单，在使用相同的节数、满足同样宽带效果的情况下，所述高阶阻抗变换结构的电长度尺寸只有切比雪夫多节匹配变换器一半，工程实践应用和调试优化更加容易，通过高阶阻抗变换电路，能够将合路后的阻抗匹配至50ω，同时满足了在宽带匹配下的低q值的设计理论，q值越小，对应的匹配节数就越多，带宽也就越宽。
附图说明
[0050]
图1为本发明实施例1所述的一种应用于5g的超宽带功放匹配架构的原理框图；
[0051]
图2为本发明实施例1所述的一种应用于5g的超宽带功放匹配架构的宽带功率分配电路的原理框图；
[0052]
图3为本发明实施例1所述的一种应用于5g的超宽带功放匹配架构的载波放大器分支和峰值放大器分支的原理框图；
[0053]
图4为本实施例1所述的一种应用于5g的超宽带功放匹配架构的高阶阻抗变换电路的原理框图；
[0054]
图5为本实施例1所述的一种应用于5g的超宽带功放匹配架构的负载为rc并联型的电路网络框图；
[0055]
图6为本实施例1所述的一种应用于5g的超宽带功放匹配架构的负载为rc串联型的电路网络框图；
[0056]
图7为本实施例1所述的一种应用于5g的超宽带功放匹配架构的设计方法的q值得史密斯圆图；
[0057]
图8为本实施例2所述的一种应用于5g的超宽带功放匹配架构的实施实例图；
[0058]
图9为本实施例2所述的一种应用于5g的超宽带功放匹配架构的宽带功率分配器ads建模仿真结果图；
[0059]
图10为本实施例2所述的一种应用于5g的超宽带功放匹配架构的高阶阻抗变换电路ads建模仿真结果图；
[0060]
图11为本实施例2所述的一种应用于5g的超宽带功放匹配架构的5g超宽带功放增益、功率仿真结果图；
[0061]
图12为本实施例2所述的一种应用于5g的超宽带功放匹配架构的5g超宽带功放功率效率、仿真结果图。
[0062]
图13为本实施例3所述的一种应用于5g的超宽带功放匹配架构的设计方法的流程图；
具体实施方式
[0063]
下面结合试验例及具体实施方式对本发明作进一步的详细描述。但不应将此理解为本发明上述主题的范围仅限于以下的实施例，凡基于本发明内容所实现的技术均属于本发明的范围。
[0064]
实施例1
[0065]
一种应用于5g的超宽带功放匹配架构，包括doherty功率放大器，所述doherty功率放大器包括：载波放大器分支和峰值放大器分支，如图3所示，所述峰值放大器分支包括
顺序连接的：峰值输入相位补偿线、峰值输入匹配网络、峰值放大器、峰值输出匹配网络以及峰值输出相位补偿线，所述超宽带功放匹配架构还包括：宽带功率分配电路和高阶阻抗变换电路；
[0066]
如图3所示，所述载波放大器分支包括顺序连接的：载波输入相位补偿线、载波输入匹配网络、载波放大器、载波输出匹配网络；
[0067]
如图1所示，所述doherty功率放大器的输入端与所述宽带功率分配电路的对应的输出端连接，所述doherty功率放大器的输出端与所述阻抗变换电路的对应的输入端连接；
[0068]
所述doherty功率放大器的输入端和输出端的阻抗分别匹配至相同或不同的设定值，所述设定值小于50ω，所述宽带功率分配电路将阻抗从50ω匹配至所述doherty功率放大器输入端的设定值，所述高阶阻抗变换电路将所述doherty功率放大器的输出端合路后的阻抗变换至50ω。
[0069]
所述doherty功率放大器的输入端和输出端的阻抗根据实际的带宽需求进行设定。
[0070]
如图2所示，所述宽带功率分配器电路包括多节等功率分配器，每节所述等功率分配器的末尾连接有一个隔离电阻，所述宽带功率分配器的节数能够根据实际的带宽需求、以及尺寸结构来综合设定。
[0071]
每节所述等功率分配器的特征阻抗，能够从一个多节变换器的归一化阻抗求得，阻抗比、频率带宽比以及相对带宽的计算公式分别为：
[0072][0073]
w＝f2/f1[0074][0075]
其中，所述z0为输出阻抗，zs为输入阻抗，f1为下截止频率，f2为上截止频率。
[0076]
所述宽带功率分配电路的阻抗匹配包括以下步骤：
[0077]
s1：通过所述阻抗比、相对宽带、以及需要的所述等功率分配器的节数，通过多节切比雪夫变阻器的各节归一化特性阻抗表，得到第一节的所述特征阻抗；
[0078]
s2：当n＝2时，第二节的所述特征阻抗计算公式为：
[0079]
z2＝r/z1；
[0080]
s3：求得所述第一节和所述第二节的所述特征阻抗后，计算所述第一节和所述第二节的所述等功率分配器的隔离电阻的阻值，计算公式为：
[0081][0082][0083]
[0084]
其中，n为节数，z1、z2、z3、
……
、zn为等功率分配器各节的特征阻抗，r1、r2分别为第一节和第二节隔离电阻，θ3为z3的微带线的电长度，g1、g2分别为第一节和第二节归一化隔离电导；
[0085]
s4：当n＞3时，每节所述等功率分配器的所述特征阻抗通过偶数模等效电路λg/4阶梯阻抗变换器合成法求得，所述隔离阻抗，通过仿造所述阶梯阻抗变换器的分析方法，求出包括所述隔离电阻的影响在内的输出口反射系数，并计算g1、g2、g3、
…
、gn的分式，计算公式为：
[0086][0087][0088][0089][0090]
其中，rn为隔离电阻，γo，是偶数模阶梯阻抗转换器在θ＝90
°
时的驻波比，对切比雪夫响应来讲，当n是奇数时，当n是偶数时，即频带内最大驻波比，yk为各节微带线归一化的特征导纳，gk、gn为各节归一化的隔离电导，tk为传输系数，rn为各节隔离电阻。
[0091]
所述载波放大器工作在ab类或b类工作状态下，所述峰值放大器工作在c类工作状态下。
[0092]
如图4所示，所述高阶阻抗变换电路包括渐变换传输线和开路支节线，所述渐变传输线和所述开路支节线串并连接，所述高阶阻抗变换电路的阶数，能够根据实际的带宽需求、以及尺寸结构来综合设定。
[0093]
根据史密斯圆图得出宽带匹配下的低q值的设计理论来设计以及所述高阶阻抗变换电路。
[0094]
具体的，载波和峰值放大器合路后的输出端的阻抗z
l1
也需要一个阻抗变换匹配电路将其匹配至50ω，传统的设计方法是使用一节四分之一波长线进行至50ω的阻抗变换，特征阻抗但是四分之一波长线是频率相关器件，在设计单个频点有限宽带内可
以对阻抗实现期望的变换，而在中心频点之外并不能保持设计的一致性，因此将其用于宽带doherty的设计当中，并不能很好的实现宽带效果，对于一个匹配网络的宽带可以用其品质因子q
l
来描述，其中f0为设计的中心频点而在匹配网络中品质因子的计算往往采用节点品质因子qn的最大值来估算，其中节点品质因子定义为改节点电抗的绝对值比上该节点的电阻值，例如某一节点阻抗为：zs＝rs jxs，则该网络的节点品质因子为：
[0095]
由此，一个匹配网络带宽可由其节点品质因子的最大值与所涉及的中心频点俩估算，而涉及的中心频点固定以后，其节点品质因子越小，那么其相对带宽就越来越大；根据宽带匹配的约束条件，通常宽带内不能实现完全匹配，反射系数和带宽之间存在bode-fano约束关系，如图5所示的并联电路的导纳值为y＝g jb；而对于如图6所示的串联电路的阻抗值为z＝r jx，他们的q值分别为：他们的bode-fano约束条件分别为：和成正比、和成正比。
[0096]
因此，如果想在较宽的频带内进行阻抗匹配，需要较低的q值，且γ(ω)不会很小；γ(ω)＝0只有在有限的带宽内做到，无论何种电路匹配，q值很高时，很难做到宽带匹配；将q值在史密斯原图中绘制出来如图7所示，可以看出q值的变化趋势，较高的q值出现在距离横轴较远的位置，q值越低，曲线越贴近横轴。在窄带匹配设计过程中，只需要一个点处在低q值的位置上。而宽带匹配设计中，匹配过程中的每一个点都必须保证低q值，以保证最后电路的低q值，从而实现宽带匹配，因此匹配的节数越多越容易实现低品质因子匹配从而实现宽带效果。
[0097]
所述高阶阻抗变换电路的所述渐变传输线的阻抗需要满足z
t1
＜z
t2
＜z
t3
＜
……
＜z
tm
，所述开路支节线的阻抗需要满足z
lp1
＝z
lp2
＝z
lp3
……
＝z
lpm
，所述渐变线和所述开路支节线的电长度需要满足θ1＞θ2＞θ3＞
…
＞θm。
[0098]
采用上述技术方案，能够使放大器宽带的增益、平坦度、功率、效率等指标最大限度的发挥出来，并且在一定频带内变化不大，单节的等功率分配器理带宽只有百分之几十，要达到超宽带功率分配器要求的带宽，需要通过多节等功率分配器能够扩展带宽，并且弃用传统doherty功放中的四分之一波长线阻抗逆变器，将阻抗调制和输出匹配网络结合，避免了四分之一波长线对带宽的影响，减小了所述载波放大器输出端的阻抗变换比值，能够更好的扩展doherty功放的带宽，通过高阶阻抗变换电路，满足了在宽带匹配下的低q值的设计理论，q值越小，对应的匹配节数就越多，带宽也就越宽，并且此匹配结构相对于切比雪夫多节匹配变换器而言设计更为简单，在使用相同的节数、满足同样宽带效果的情况下，所述高阶阻抗变换电路的电长度尺寸只有切比雪夫多节匹配变换器的一半，使得工程实践应用和调试优化更加优化。
[0099]
实施例2
[0100]
一种应用于5g的超宽带功放匹配架构，本实施例为实施例1的具体实施例，
[0101]
具体的，频率范围设定为2.5ghz～3.6ghz(包含5gn41&n78频段)带宽1100m。
[0102]
如图8所示，载波放大器s60和峰值放大器s70的功率为1:1比例，所述载波放大器s60和所述载波放大器s70的输入阻抗匹配至负载的阻抗为25ω，等功率分配器s03和等功率分配器s31的端口阻抗也是25ω；
[0103]
宽带分配电路的输入端口的阻抗为50ω，输出端口z0的阻抗为25ω，端口的阻抗比r＝4；f1频率为2500mhz、f2频率为3600mhz，相对带宽wq＝0.3606≈0.4；参考实际应用带宽和匹配结构尺寸选用节数n＝2，根据多节切比雪夫变阻器归一化特征阻抗求的z1归一化的阻抗为1.48ω，z2＝端口阻抗比r/z1,求得z2特征阻抗为2.7ω，其归一化的隔离电阻r1＝4.31ω、r2＝2.40ω，θ＝78.5
°
；最终根据端口阻抗25ω求得实际特征阻抗z1＝37ω、z2＝67.5ω、r1＝107.75ω、r2＝60ω、θ＝78.5
°
，ads建模仿真结果如图9所示；
[0104]
doherty功率放大器的输出端合路后的阻抗为12.5ω，使用所述高阶阻抗变换电路将所述阻抗匹配至50ω，设定m＝4，smith chart q＝0.25，阻抗匹配渐变传输线阻抗z
t1
＝15.5ω、θ
zt1
＝60
°
，z
t2
＝22ω、θ
zt2
＝55
°
，z
t3
＝32ω、θ
zt3
＝50
°
，z
t4
＝46ω、θ
zt4
＝49
°
；并联开路支节的阻抗z
lp1
＝z
lp2
＝z
lp3
＝z
lp4
＝50ω，其中满足阻抗匹配渐变传输线阻抗z
t1
＜z
t2
＜z
t3
＜
……
＜z
tm
，并联开路支节阻抗z
lp1
＝z
lp2
＝z
lp3
…zlpm
，渐变传输线和并联开路支节线的电长度θ1＞θ2＞θ3＞
…
＞θm的设计要求，仿真结果如图10所示；
[0105]
所述载波放大器s60偏置电压在ab类模式，所述峰值放大器s70偏置电压在c类模式，功放主功放一直工作，峰值功放到设定的一定的门限才开启，峰值放大器s70的栅极电压要低于主放大器，所述等功率分配器s30、所述等功率分配器s31的阻抗和zc、z
l
相同为25ω，当小信号功率输入时，所述峰值放大器s70关断，只有所述载波放大器s60正常工作，此时从负载看向所述峰值放大器s70，特征阻抗s100的1/4波长微带线阻抗近似于无穷大，z
p
阻抗变的非常大，这样从所述载波放大器s60泄露到所述峰值放大器s70的功率很小，所述载波放大器s60负载网络输出端看出去的阻抗只有饱和功率状态下25ω阻抗的一半为12.5ω，当所述载波放大器s60的电流为最大电流的一半时，晶体管饱和，同时效率达到峰值，功率回退6db时效率达到最大；当大功率信号输入时，所述载波放大器s60和所述峰值放大器s70同时工作，所述载波放大器s60和所述峰值放大器s70输出端的电流大小相等相位不同，即电流的分配比1/2,所述载波放大器s60和所述峰值放大器s70产生相等的输出功率，此时所述载波放大器s60和所述峰值放大器s70的输出阻抗相等为2z
l1
即s100的1/4波长微带线阻抗、z
p
、zc三个阻抗相同为25ω，当所述载波放大器s60和所述峰值放大器s70都饱和输出功率时效率再次达到最大，整个2.5-3.6g宽带doherty功放的仿真结果如图11和图12所示，1100m带宽内的饱和功率≥56dbm，饱和效率≥53％，功率回退6db效率48％左右。
[0106]
实施例3
[0107]
一种根据上述实施例所述的应用于5g的超宽带功放匹配架构的设计方法，如图13所示，包括以下步骤：
[0108]
a1：根据实际需求的带宽、以及尺寸结构来设定所述宽带功率分配电路的节数，以及所述高阶阻抗变换电路的阶数；
[0109]
a2：分别设定所述doherty功率放大器的输入端和输出端的阻抗，所述阻抗均小于50ω；
[0110]
a3：所述宽带功率分配电路的输出端的阻抗匹配至所述阻抗；
[0111]
a4：所述doherty功率放大器的输出端进行合路；
[0112]
a5：通过所述高阶阻抗变换电路将所述doherty功率放大器的输出端合路后的阻抗变换至50ω。
[0113]
采用上述技术方案，能够使放大器宽带的增益、平坦度、功率、效率等指标最大限度的发挥出来，并且在一定频带内变化不大，通过多节等功率分配器来展宽宽带，通过将所述等功率分配器的输出端口的阻抗设定为低阻抗，能够使功率放大器本身的匹配设计和带宽扩展更加简单和容易，并且所述高阶阻抗变换电路的结构相对于切比雪夫多节匹配变换器而言设计更加简单，在使用相同的节数、满足同样宽带效果的情况下，所述高阶阻抗变换电路的电长度尺寸只有切比雪夫多节匹配变换器的一半，使得工程实践应用和调试优化更加优化。
[0114]
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。