谱仪放大器补偿的制作方法

1.本公开涉及用于质谱仪和其它仪器中的离子检测器的转换电路。更具体地，本发明涉及用于放大非常小的离子检测电流的放大器，所述放大器包括具有非常高的电阻的电流-电压转换电阻器以及用于补偿电流-电压转换电阻器的任何非理想特性的补偿电路。


背景技术：

2.具有离子检测器的质谱仪是众所周知的。此类质谱仪可以包括用于选择具有特定质荷(m/z)范围的离子的滤质器和/或用于在空间上分离具有不同质荷比的离子的滤质器。经常使用的离子检测器为法拉第杯(faraday cup)、二次电子检测器(sed)和其它检测器。
3.当检测到少量的离子时，由检测器产生的检测电流可能非常小，例如小于1na(纳安)，通常小于1pa(皮安)，有时在几fa(毫微微安培)的范围内。要将如此小的电流转换为可以有意义地评估的电压，需要具有高电阻值的电阻器。通常，使用电阻为数十或数百gω(千兆欧姆)，有时甚至几tω(兆兆欧)或甚至10tω的电阻器。此电阻器通常用作可以被称为跨阻抗放大器的放大器的反馈电阻器。
4.电阻为数百gω或甚至电阻在tω范围内的电阻器的优点在于其行为不是完全线性的，这当然可以降低离子测量的准确度。具体地，此类电阻器可能遭受寄生电容和/或介电弛豫，所述介电弛豫也被称为介电吸收或浸透。
5.在本公开中通过引用在此并入的美国专利us 9,431,976(lerche)公开了一种跨阻抗放大器，所述跨阻抗放大器包含：电阻器组合件，所述电阻器组合件耦接在所述跨阻抗放大器的输出端与所述跨阻抗放大器的输入端之间，以及电压源，所述电压源用于向所述电阻器组合件的第一电容补偿元件施加第一电压并且向所述电阻器组合件的第二电容补偿元件施加第二电压。所述第一电压和所述第二电压各自源自所述跨阻抗放大器的输出电压。所述电压源包含电压控制器，所述电压控制器用于调整第一比例和/或第二比例中的至少一个。
6.us 9,431,976中公开的电阻器组合件的电容补偿元件可以是布置在高电阻电阻器周围但与高电阻电阻器电隔离的导电环。所述环构成施加补偿电压的电容。因此，高电阻电阻器的寄生电容可以得到补偿。补偿电压源自放大器的输出信号，并且各自为所述输出信号的分数。为了提供适当的补偿，需要通过电阻器网络小心调整所述分数，所述电阻器网络包含可变电阻器，也被称为电位计。然而，此类可变电阻器通常是手动操作的，并且需要大量时间来手动调谐电阻器值。
7.us 9,431,976提到了提供数字电路以设置施加到电容补偿元件的电压的选项，但是未描述数字电路的细节。已经发现使用数字电位计作为可变电阻器是有益的，因为其允许远程调整电阻器值。然而，可以应用于数字电位计的最大电压是受限的。在一些应用中，离子检测放大器的输出电压可以为50v或甚至100v，这超过了可商购获得的数字电位计的允许电压，这意味着数字电位计无法轻易替代手动操作的电位计。


技术实现要素：

8.本公开提供了对此问题的解决方案。因此，本发明提供了一种用于将由离子检测器产生的离子检测电流转换为离子检测电压的转换电路，所述转换电路包括：
[0009]-转换放大器，所述转换放大器与转换电阻器组合件耦接以将离子检测电流转换为离子检测电压，所述转换电阻器组合件包括具有高电阻的至少一个电阻器和至少一个电容补偿元件；
[0010]-补偿电压电路，所述补偿电压电路用于从所述离子检测电压得到至少一个补偿电压并且将所述至少一个补偿电压馈送到所述至少一个电容补偿元件，所述补偿电压电路包括至少一个用于调整所述至少一个补偿电压的可变电阻器；
[0011]-电压降低电路，所述电压降低电路用于从所述离子检测电压得到降低的电压，所述电压降低电路被布置成将所述降低的电压提供给所述至少一个可变电阻器，
[0012]-所述补偿电压电路包括至少一个中和放大器单元，所述至少一个中和放大器单元耦接在所述至少一个电容补偿元件与所述至少一个可变电阻器之间，以至少部分地中和所述电压降低电路的电压降低。
[0013]
通过提供用于从所述离子检测电压得到降低的(离子检测)电压的电压降低电路，可以将较低的电压馈送到所述可变电阻器。相反，使用需要相对低的电压的可商购获得的可变电阻器和/或其它组件，可以使用较高的离子检测电压。例如，在利用最大允许电压为仅20v的组件的同时，可以通过将所述离子检测电压降低一个因子0.4或甚至0.2来使用至多50v或甚至至多100v的最大离子检测电压。
[0014]
通过提供至少一个中和放大器来中和电压的此降低，所述电容补偿元件的有效性不会受到阻碍。用于中和所述离子检测电压的降低的至少一个中和放大器可以将数字可变电阻器的输出电压放大一个因子，所述因子为所述离子检测电压所降低的因子的倒数。例如，如果所述电压降低电路应用(第一)因子0.2来将电压从100v降低到20v，则补偿放大器可以应用(第二)因子5来进行补偿。所述离子检测电压的下降或降低可以使用分压器来实现。所述电压优选地降低到不超过保持在所述可变电阻器和/或其它低电压组件的操作范围内所必需的，以避免任何不必要的放大。
[0015]
通过使用至少一个可变电阻器，使对所述补偿电压电路的调整成为可能。通过使用例如远程可控电阻器，如数字可变电阻器，使对所述补偿电压电路的远程调整成为可能。应当注意，可变电阻器可以包括电位计，即具有三个端子的电阻器。
[0016]
所述电压降低电路可以包括分压器以及如运算放大器等放大器。所述分压器的输出端子可以连接到所述运算放大器的反相输入端。在此类实施例中，所述电压降低电路的降低因子可以为负。
[0017]
所述电压降低电路可以被布置成实现至少25％，优选地至少50％，更优选地至少75％的电压降低。在一些实施例中，所述电压降低可以为90％，对应于降低因子0.1(或-0.1，如果使用了反相放大器的话)。
[0018]
中和放大器单元可以包括至少一个中和放大器和至少一个分压器，所述分压器优选地连接到所述可变电阻器。所述分压器的所述输出端子，即提供分配的电压的端子，可以连接到中和放大器的输入端，如反相输入端。相反地，所述至少一个中和放大器单元可以与所述至少一个可变电阻器的可变电压端子串联布置。
[0019]
所述转换电路可以包括至少两个中和放大器单元和至少两个可变电阻器。在一些实施例中，所述转换电路可以包括三个、四个、五个或六个中和放大器单元，每个中和放大器单元都耦接到相关联的可变电阻器。
[0020]
所述转换电路可以进一步包括至少一个rc电路，所述至少一个rc电路耦接在所述转换电阻器的输出端子与另外的中和放大器单元和另外的可变电阻器的串联布置之间。除了由主要用于补偿所述转换电阻器的非线性特性的所述电容补偿元件提供的补偿之外，此rc电路用于补偿所述转换电路的任何寄生电容和介电弛豫效应。虽然所述至少一个rc电路不是必需的，但其改善了所述转换电路的性质。虽然布置在所述转换电阻器附近和/或周围的所述电容补偿元件主要用于补偿与期望的输出电压的基本上恒定的偏差，但一个或多个rc电路主要用于补偿与期望的输出电压的时变偏差。
[0021]
所述转换电路可以进一步包括额外电阻器，所述额外电阻器耦接在所述转换电阻器与所述转换放大器的输出端之间，相对于所述转换电阻器的电阻，所述额外电阻器的电阻较小。所述额外电阻器因此将所述转换电阻器的所述输出端子连接到所述转换放大器的所述输出端子。所述额外电阻器的电阻可以比所述转换电阻器的电阻小1％，优选地小0.1％，更优选地小0.01％。在实践中，所述额外电阻器的电阻可以比所述转换电阻器的电阻小0.001％，例如可以介于10kω与100kω之间，而所述转换电阻器的电阻为1tω或小于(100
×
103/1
×
10
12
)
×
100％＝1.0
×
10-5
％。
[0022]
每个rc电路对所述转换电路的输出电压(v
out
)的影响取决于所述额外电阻器的电阻与特定rc电路的电阻器的电阻之比。
[0023]
所述转换电路可以包括至少两个具有不同时间常数的并联rc电路。即，单独的rc电路可以包括具有不同电阻和/或电容的组件。在一些实施例中，所述转换电路可以包括三个、四个、五个或更多个具有不同时间常数的并联rc电路。所述rc电路的时间常数可以近似对数地分布。
[0024]
所述至少一个可变电阻器优选地为数字可变电阻器。即，一个或多个可变电阻器可以是数字可控电阻器。此类电阻器能够以大量步长(例如512步、1024步或2048步)改变其电阻，以允许对所述转换电路进行非常精细的调谐。
[0025]
本公开还提供了一种用于将由离子检测器产生的离子检测电流转换为离子检测电压的转换电路，所述转换电路包括：
[0026]-转换放大器，所述转换放大器与转换电阻器组合件耦接以将离子检测电流转换为离子检测电压，所述转换电阻器组合件包括具有高电阻的至少一个电阻器和至少一个电容补偿元件；
[0027]-补偿电压电路，所述补偿电压电路用于从所述离子检测电压得到至少一个补偿电压并且将所述至少一个补偿电压馈送到所述至少一个电容补偿元件，所述补偿电压电路包括至少一个用于调整所述至少一个补偿电压的可变电阻器；以及
[0028]-至少一个补偿rc电路，所述至少一个补偿rc电路耦接到所述转换电阻器。
[0029]
通过提供耦接到所述转换电阻器的至少一个补偿rc电路，可以补偿或至少减轻与期望的输出电压的另外的偏差。此另外的偏差具体可以是例如由所述转换电路的组件的介电弛豫效应引起的与期望的输出电压的时变偏差。
[0030]
所述转换电路可以进一步包括额外电阻器，所述额外电阻器耦接在所述转换电阻
器与所述转换放大器的输出端之间，相对于所述转换电阻器的电阻，所述额外电阻器的电阻较小。所述额外电阻器的电阻可以小于所述转换电阻器的电阻的1％，优选地小于0.1％，更优选地小于0.01％。
[0031]
所述转换电路可以包括至少两个并联补偿rc电路。所述至少两个并联补偿rc电路可以具有不同的时间常数。补偿rc电路可以耦接到可变电阻器。
[0032]
所述转换电阻器的电阻可以为至少100mω，例如，电阻可以为300mω、500mω、1gω、10gω、30gω或50gω。在一些实施例中还可以使用电阻为至少100gω、至少300gω、至少1tω或甚至至少10tω的转换电阻器。因此，在一些实施例中，可以使用30tω、50tω或100tω的电阻。
[0033]
所述转换电阻器组合件可以包括单个电容补偿元件。在其它实施例中，所述转换电阻器组合件可以包括多于一个电容补偿元件，例如三个电容补偿元件，但是也可以利用具有两个、四个、五个、六个或更多个电容补偿元件的实施例。所述转换电阻器组合件优选地包括单个转换电阻器，但是也可以使用具有两个或更多个串联和/或并联的转换电阻器的实施例。
[0034]
本公开还提供了一种质谱仪，所述质谱仪包括如上所述的转换电路。此质谱仪可以包括磁性扇形单元和/或电扇形单元和/或法拉第杯阵列。也可以使用其它检测器，如sem(二次离子倍增器)。所述质谱仪还可以包括离子源。
[0035]
应当注意，日本专利申请jp 2013-148372公开了一种汞原子吸收谱仪，所述汞原子吸收谱仪包括增益调整数字电位计，所述增益调整数字电位计用于调整放大器增益，从而将标准电压调整到预定设定电压。所述日本专利申请未提到用于补偿高阻抗反馈电阻器的非理想特性的补偿电路。
[0036]
进一步注意到，英国专利申请gb 2,424,330公开了一种具有屏蔽式反馈电阻器的跨阻抗放大器。筛电路允许更准确地定义和限制反馈电阻器的电容效应。因此，以输出电压的一半驱动筛。尽管此已知的布置能够减轻反馈电阻器的电容效应中的一些电阻效应，但所述布置是不可调的，并且因此不能根据单独高值反馈电阻器的特性进行调整。
附图说明
[0037]
图1示意性地示出了可以应用本公开的质谱仪的示例性实施例。
[0038]
图2示意性地示出了图1的质谱仪的一部分的更详细的实施例。
[0039]
图3示意性地示出了现有技术的转换放大器单元的第一实施例。
[0040]
图4示意性地示出了现有技术的转换放大器单元的第二实施例。
[0041]
图5示意性地示出了本公开的转换放大器单元的第一实施例。
[0042]
图6示意性地示出了本公开的转换放大器单元的第二实施例。
[0043]
图7示意性地示出了本公开的转换放大器单元的第三实施例。
[0044]
图8示意性地示出了本公开的转换放大器单元的第四实施例。
[0045]
图9示意性地示出了本公开的转换放大器单元的第五实施例。
具体实施方式
[0046]
其中可以应用本发明的质谱仪借助于实例示意性地示出于图1中。所示质谱仪100
包括离子源110、束聚焦单元120、磁性扇形单元130、检测器单元140和检测器信号处理单元150。离子源110可以是如电感耦合等离子体(icp)源等等离子体源或如灯丝源等非icp源。离子源110被布置成产生原始离子束101，所述原始离子束被束聚焦单元120聚焦成为聚焦离子束102。束聚焦单元120可以包括本身已知的合适的离子光学器件。滤质器(未示出)可以任选地布置在束聚焦单元120与磁性扇形单元130之间，例如美国专利us 10,867,780所描述的，所述美国专利在本文档中通过引用在此并入。
[0047]
在磁性扇形单元130中，离子束102中含有的离子可以根据其相应的质量被分离。因此，进入磁性扇形单元130的单个聚焦离子束102被分成可以到达检测器单元140的不同检测器的多个离子束103，从而允许分别检测具有不同质量的离子。检测器单元140产生离子检测信号is，所述离子检测信号is可以在信号处理单元150中放大和进一步处理，从而产生输出信号os，所述输出信号os可以包含每个离子检测器的平均检测频率并且因此包含每个离子质量范围的平均检测频率。
[0048]
在一些实施例中，磁性扇形单元可以被电扇形单元代替或与电扇形单元组合。代替如磁性扇形单元130等扇形场单元或者除了所述扇形场单元之外，可以使用如多极单元(例如四极单元或六极单元)等滤质器单元。
[0049]
图1的质谱仪100的一部分更详细地示出于图2中。具体地，图2示意性地示出了检测器单元140的一部分和信号处理单元150的一部分。
[0050]
所示检测器单元140包括法拉第杯(fc)141、143和145以及另外的离子检测器(id)142、144和146。检测器单元140可以包括比此处所示更多(或更少)的法拉第杯和/或更多(或更少)的另外的离子检测器。在所示实例中，另外的离子检测器各自紧接着法拉第杯布置，但这不是必需的。另外的离子检测器可以包括紧凑型离散倍增器电极(cdd)和/或二次电子倍增管(sem)。
[0051]
众所周知，法拉第杯和类似的离子检测器产生与撞击离子的数量成正比的小电流。通常在0.1fa到1na的范围内的这些小电流被转换成电压，所述电压然后被放大以产生离子检测电压。为此，信号处理单元150包括输入电阻器151，所述输入电阻器具有非常大的电阻，其通常在1gω到1tω的范围内。此大电阻值对于产生合适的电压以供进一步处理是必须的：流过1tω(10
12
ω)的电阻器的1pa(10-12
a)的电流跨仅1v的电阻器产生电压。
[0052]
在图2的示意图中，从法拉第杯141流出的检测器电流id被馈送到输入或转换电阻器151和放大器152的输入端。应当注意，放大器152在此仅示意性地绘制，并且放大器152可以例如包括具有反相和非反相输入端的运算放大器，所述输入电阻器151被布置在其负反馈回路中。如果非反相输入端连接到地，则电阻器151通过运算放大器的反相输入端(虚拟地)有效地连接到地，放大器的输入电流可以忽略。转换电阻器151和放大器152一起构成放大器电路153，更具体地为跨阻抗放大器电路153。
[0053]
值得进一步注意的是，为了图的简洁，此处仅示出了单个输入电阻器151和单个放大器152，但应理解，检测器单元140的每个法拉第杯和/或类似检测器141、143和145可以连接到单独的输入电阻器151和单独的放大器152。在一些实施例中，两个或更多个法拉第杯可以共享输入电阻器和放大器。离子检测器142、144和146可以各自连接到鉴别器，所述鉴别器继而可以连接到计数器(图2中未示出)。
[0054]
放大器152产生的输出电压v
out
可以等于或大于输入电压v
in
，例如大10倍或100倍。
如果输出电压v
out
的量值与输入电压v
in
基本上相同，则放大器152可以仅用作缓冲器。因为其表示检测到的离子的数量也可被称为检测电压vd的输出电压v
out
被馈送到电压到频率转换器(vfc)154，所述电压到频率转换器产生具有与电压v
out
成比例的频率的脉冲p。已经发现vfc具有高度线性，这使得可以进行准确的检测。值得注意的是，源自如紧凑型离散倍增器电极(cdd)和/或二次电子倍增管(sem)等某些类型的检测器的检测器信号通常不会馈送到vfc。还需要注意的是，本发明不限于由离子检测器产生的离子检测信号，还可以用于其它领域，例如光学信号。
[0055]
由vfc 154产生的脉冲p可以被馈送到任选的脉冲处理电路155，所述任选的脉冲处理电路例如可以确定在某个时间周期期间由vfc 154产生的脉冲的平均频率，所述时间周期可以被称为测量间隔。对于每个时间周期，脉冲处理电路155可以产生平均频率fa。此平均频率可表示在所述特定时间周期期间冲击对应检测器的离子的数目。为了确定平均频率，脉冲处理电路可以对时间周期内的脉冲数目进行计数，确定所述时间周期的持续时间，并且将脉冲数目除以持续时间。在一些实施例中，任选的脉冲处理电路155可以另外或替代地产生其它数据，例如脉冲的方差和/或脉冲间隔的持续时间。在一些实施例中，信号处理单元150可能不输出平均频率或类似数据，而是输出由vfc 154产生的实际脉冲p。
[0056]
在图2中，放大器152显示为具有单个输入端。如上所提到的，在实际实施方案中，放大器152可以包括两个输入端，如反相输入端和非反相输入端。这在图3中示出，其中差分放大器152的反相输入端提供虚拟地，而转换电阻器151是负反馈回路的一部分。
[0057]
如上所提到的，具有非常高或甚至超高的电阻值，如1tω的电阻器通常遭受非线性行为，这可能至少部分地是由于寄生电容和/或寄生阻抗造成的。如us 9,431,976中公开的，可以使用补偿元件来补偿此非线性行为。
[0058]
图4示出了根据现有技术的转换电路，所述转换电路也可以被称为跨阻抗放大器电路。图4的转换电路153包括运算放大器152和电阻器组合件，所述电阻器组合件包括耦接在运算放大器152的输出端与此运算放大器152的反相输入端之间的超高电阻值反馈(转换)电阻器151。为了补偿反馈电阻器151的非线性，补偿元件157包含围绕反馈电阻器151的绝缘体的导电(例如，金属)补偿圆柱体c1、c2和c3。每个导电圆柱体具有沿反馈电阻器151的纵向长度的长度，并且每个导电圆柱体c1、c2和c3的长度可以相同或不同。如图4所示，每个圆柱体c1、c2和c3沿其长度围绕反馈电阻器151的不同区段，所述反馈电阻器也可以被称为r1。
[0059]
补偿元件157的圆柱体c1、c2和c3中的每个圆柱体可以形成有介于圆柱体c1、c2和c3与反馈电阻器151的外层之间的间隙。每个圆柱体c1、c2和c3与反馈电阻器151和其它圆柱体电隔离，使得可以向每个圆柱体c1、c2和c3施加不同的电压。圆柱体c1、c2和c3中的每个圆柱体都可以充当电容器(的一部分)。
[0060]
为了向补偿元件157施加合适的电压，提供了包括第一分压器和第二分压器的补偿电路158。第一分压器包括电阻器r81、r82、r83和r84，而第二分压器包括电阻器r85、r86、r87和r88。电阻器r81、r83和r86是可变电阻器，即具有两个主端子和一个分支端子的电位计，其中可以改变在一方面分支端子与在另一方面主端子之间的电阻。提供了另外的电阻器r89以接收任选的调整电压vx。
[0061]
已经发现，在如图4所示的布置中，可能发生介电充电和放电效应。这些效应至少
部分是由于电阻器151(r1)中的寄生电容造成的，例如由电阻器导线的绕组的固有电容引起的，此类高欧姆电阻通常由所述电阻器导线造成。已经发现，通过使用补偿电路158来补偿此寄生电容仅在有限程度上是可能的。根据本公开的一方面，此问题的解决方案由补偿性rc电路提供，这将参考图5和6更详细地进行解释。
[0062]
尽管图4中所示的已知布置能够有效地补偿寄生电容，但其缺点是必须手动调谐。也就是说，可变电阻器r81、r83和r86例如必须由现场工程师进行调整，这是劳动密集型的。优选的是能够以电子方式调整可变电阻器，由此允许远程控制。数字可变电阻器可用，但通常其最大电压较低，如20v。在许多离子检测应用中，可以使用50v或甚至100v的离子检测电压。这使得无法使用常规可商购获得的字可变电阻器(数字电位计)。本公开的另一方面通过仅将离子检测电压的分数馈送到数字可变电阻器并且然后以近似此分数的倒数放大数字可变电阻器的输出电压以获得预期补偿电压来提高此问题的解决方案。这将在后面参考图7和8进一步进行解释。
[0063]
图5示意性地示出了根据本公开的转换单元的第一实施例。转换单元153的输入端子显示为连接到转换放大器152的反相输入端，而非反相输入端连接到地，这任选地通过补偿电阻器网络(未示出)。
[0064]
转换放大器152的输出端与转换单元153的输出端子连接，并且通过额外电阻器r2和转换电阻器151(也可以被称为r1)与转换放大器152的反相输入端连接。在图5的实施例中，转换电阻器151设置有补偿元件157，所述补偿元件可以由单个部件，例如至少部分地包围转换电阻器151但与所述转换电阻器电隔离的导电管组成。转换电阻器151的电阻可以非常高，例如为10gω、100gω、1tω或更高。额外电阻器r2的电阻可以更低，例如介于10kω与100kω之间。应当理解，额外电阻器r2对转换电阻器151和额外电阻器r2的串联电阻的贡献将非常小。在一些实施例中，具体地在转换电阻器的值小于大约500gω，例如100gω的实施例中，补偿元件157不需要包括包围转换电阻器的结构但是可以由常规电容器构成。
[0065]
转换单元153被示为包括补偿电路158。补偿电路158提供了两种类型的补偿：
[0066]-通过将转换电路的输出电压的分数提供给电容补偿元件157，由此直接影响转换电阻器151来补偿转换电阻器151的任何非理想性质；以及
[0067]-通过具有合适时间常数的rc电路来补偿转换单元153的组件，包含转换电阻器151的任何介电弛豫效应。
[0068]
这两种类型的补偿优选地组合使用，但也可以彼此独立地使用。应当注意，转换单元153的组件通常具有相对较大的容差，不仅是高阻抗反馈电阻器，还有其它组件。另外，包含pcb(印刷电路板)的许多组件都表现出介电弛豫效应，考虑到极小的电流转换为电压，所述介电弛豫效应可能对输出电压具有相对较强的影响。
[0069]
因此，在图5的实施例中，可以将补偿电路158的两个部分区分开。第一部分连接到补偿元件157并且在所示的实施例中仅包括第一可变电阻器201，所述第一可变电阻器用于向补偿元件157施加输出电压的分数。因此，使用第一可变电阻器201，可以将输出电压的介于0％与100％之间的电压提供给补偿元件157，典型百分比在30％到70％的范围内，例如50％。这类似于图4中所示的现有技术布置。然而，在本公开的实施例中，可变电阻器可以是数字可变的，由此允许对可变电阻器进行远程控制。
[0070]
补偿电路158的第二部分包括通过相应的可变电阻器202-205耦接在转换电阻器
151与共轨300之间的并联rc电路。共轨300可以连接到地。
[0071]
例如，第一rc电路包括第一电容器c1与连接到可变电阻器202的电阻器r3的串联布置。应当注意，在所示实施例中，可变电阻器201-205均布置在放大器152的输出端与共轨之间，所述共轨进而可以连接到地。并联rc电路优选地具有不同的时间常数，这是通过不同的电阻器和电容器值实现的。因此，c1和r3的值通常不同于c2和r4等的值，从而提供不同的时间常数。在一些实施例中，rc电路的时间常数对数地分布。虽然一些时间常数的持续时间可以为几秒(例如2秒)，但其它时间常数的持续时间可以为几分钟(例如2.5分钟或150秒)。
[0072]
因此，在所示的实施例中，四个补偿rc电路各自直接连接到转换电阻器151的输出端子，并且各自由电容器(例如c2)、电阻器(例如r4)和可变电阻器(例如203)的串联布置组成。每个rc电路的最大补偿效应可以通过r2与rc电路的相应电阻的比率确定，因此在所示的实例中分别可以通过比率r2/r3、r2/r4、r2/r4和r2/r6确定。rc电路的最大补偿效应可以表达为vmaxcomp＝(r2/rx)
×
δv，其中rx为rc电路的相应电阻，并且δv为转换电阻器r1的输出端，即r1与r2之间的连接处的电压步长。实际上，与r3、r4、r5或r6相比，r2的电阻小得多。
[0073]
可变电阻器可以是可以远程控制的数字电位计，由此使远程设置所期望的电阻器值成为可能。这还允许自动设置所期望的值。在某些实施例中，选择消耗很少的电力，如小于100μw、优选地小于10μw以将电路153的温度保持恒定的数字电位计。每个数字电位计优选地具有大数量的电阻步长，例如1024步，以允许精确设置所期望的电阻器值。可替代地或另外可以使用可手动设置的线性微调器。
[0074]
在所示的实例中，提供了四个并联rc电路，但本公开不限于四个rc电路，而是相反可以提供一个、两个、三个、五个、六个或更多个并联rc电路。优选的是，每个rc电路具有不同的时间常数。在一个实施例中，可以选择电容和电阻使得rc电路的时间常数分别为大约2秒、8秒、15秒和70秒。应当注意，时间常数受电阻器r2的值影响，所述电阻器的电阻例如可以介于10kω与100kω之间。
[0075]
图6示意性地示出了根据本公开的转换单元的第二实施例。图6的转换单元153类似于图5中的转换单元，但补偿元件157由三个部分157a、157c和157c组成，而不是如图5中的单个部分组成。为此，提供了用于向三个部分157a、157b和157c提供不同补偿电压以便提供更好的补偿的电路。第一分压器包括电阻器r7和r8与第一可变电阻器201的串联布置并且用于向第一补偿元件部分157a提供电压。第二分压器包括与r11和第二可变电阻器202的串联布置耦接的r9和r10的串联布置并且用于向第二补偿元件部分157b提供电压。第三分压器包括电阻器r12和r13与可变电阻器203的串联布置。此电路的原理在上述专利us9,431,976中进行了描述。
[0076]
在图6的实施例中，仅提供了两个rc电路：第一rc电路，所述第一rc电路包括耦接到可变电阻器204的c1和r3；以及第二rc电路，所述第二rc电路包括耦接到可变电阻器205的c2和r4。应当理解，可以提供少于两个rc电路，如仅一个rc电路，或者可能根本不提供rc电路。相反，可以提供多于两个rc电路，例如三个或四个。
[0077]
图7示意性地示出了根据本公开的转换单元的第三实施例。转换单元的输入端子被示出为连接到转换放大器152的反相输入端，而非反相输入端连接到地(在所示实例中为共轨300)，这任选地通过补偿电阻器网络(未示出)。
[0078]
图7的实施例类似于图5和6的实施例。因此，转换放大器152的输出端与转换单元153的输出端子连接，并且通过额外电阻器r2和转换电阻器r1与其反相输入端连接以提供反馈，如图5所示。在图7的实施例中，转换电阻器151设置有单部件补偿元件157，其所述单部件补偿元件可以是部分包围转换电阻器151但与所述转换电阻器电隔离的导电管。相对于额外电阻器r2，转换电阻器r1(151)可以具有非常高的电阻。
[0079]
如图5和6中，补偿电路158被布置成向补偿元件157提供补偿电压并且通过使用rc电路来提供时间常数。在所示的实施例中，四个补偿rc电路直接连接到转换电阻器151的端子，并且每个都由连接到相应可变电阻器200的电容器(例如c1)和电阻器(例如r3)的串联布置组成。
[0080]
然而，图7的实施例被设计成用于值为大约1tω的转换电阻器151。在此实施例中，转换单元153的输出端处的电压可以达到50v或者甚至100v的值。这将使得不可能将数字电位计用于可变电阻器201-205，因为能够处理此类电压的数字电位计不可用。因此，本发明的另外的方面通过使用分压来降低施加于可变电阻器的电压。例如，施加于可变电阻器的电压可以除以因子10，但是也可以使用其它因子，例如5、15或20，视情况而定。本文提到的因子是绝对值，因为除法因子可以为负，例如-10，从而导致电压的符号变化。应当理解，施加到可变电阻器的电压可以被视为是乘以小于1的因子，例如因子0.1(乘法)。
[0081]
在图7的实施例中，(反相)分压级由分压放大器220和包括电阻器r15和r16的分压器构成，所述电阻器连接在放大器152的输出端与额外轨400之间，分压放大器220的输出端也连接到所述额外轨。电阻器r15和r16的连接与分压放大器220的反相输入端连接，而分压放大器220的非反相输入端连接到共轨300，所述共轨进而可以连接到地。电阻器r15和r16的比率决定了分配比率，所述分配比率的符号被分压放大器220反相。可变电阻器201-205连接在共轨300与额外轨400之间并且因此从分压放大器220接收降低的电压v
red
。此分配的电压由耦接到相应可变电阻器201-205的电压倍增放大器单元211-215中和。因此，放大分压的倒数可能导致将原始电压提供给例如补偿元件157。可替代地，电压倍增放大器单元211-215可以提供合适的电压以供进一步处理，所述合适的电压可能不同于原始未分配的电压。在所示实施例中，每个电压倍增放大器单元(例如21)包括放大器(例如a1)和电阻器网络(例如r21、r22)。放大器(例如a1)可以由运算放大器构成并且可以具有反相输入端和非反相输入端，所述反相输入端连接到电阻器网络(例如r21和r22)，并且非反相输入端连接到共轨300。
[0082]
第一电压倍增放大器单元211的放大器a1的非反相输入端通过电阻器r31连接到额外轨400以将降低的(输出)电压v
red
馈送到第一电压倍增放大器单元211。应当注意，第一电压倍增放大器单元211连接到补偿元件157，而图7的实施例中的其它电压倍增放大器单元212-215不连接到补偿元件157而是连接到rc电路。因此，以降低的电压v
red
而非以高得多的输出电压v
out
使用所有可变电阻器。
[0083]
可变电阻器优选地但不一定是数字控制的，因为也可以使用手动控制的可变电阻器。通过使用可变电阻器202-205，可以精确地调谐rc网络以提供期望的补偿效应。
[0084]
图8示意性地示出了本公开的转换电路的第四实施例。图8的实施例类似于图7的实施例，但是在此转换电阻器151设置有三个补偿元件部分157而非单个补偿元件。此外，设置了仅两个而不是四个rc网络。此实施例的操作原理类似于图6和7的实施例。
[0085]
三个补偿元件157使用电阻器网络(分压器)而设置有不同的电压，所述电阻器网络包括可变电阻器，优选地数字可变电阻器。在图8所示的实施例中，补偿元件157的第一部分157a从电阻器网络接收电压，所述电阻器网络连接在输出电压与地之间，并且所述电阻器网络不使用存在于额外轨400处的降低的电压v
red
。因此，此电阻器网络不包括电压倍增放大器(图7中的211)。在此实施例中，施加于第一可变电阻器201的电压是由于小到以省略分压和倍增的r7与r8的值引起的。
[0086]
第二和第三补偿元件157分别从包含可变电阻器202和电压倍增放大器单元212以及可变电阻器203和电压倍增放大器单元213的电阻器网络接收电压。在此实施例中，电压倍增放大器单元212和213不仅可以放大可变电阻器的电压，还可以将这些电压位移到期望的电平。
[0087]
在此实施例中，类似于图6和7的实施例，电压倍增放大器214和215连同其相应的可变电阻器204和205分别与rc网络连接。
[0088]
如上所提到的，电压倍增放大器212-215提供了使由分压放大器220以及电阻器r15和r16引起的分压反相或基本上中和所述反相。因此，放大率大约是电压被分配的分数的倒数值。例如，如果电压被分配从而导致-0.2的分数，则校正放大器的放大因子可以为大约-5，例如在介于-4与-6之间的范围内。
[0089]
图9示意性地示出了本公开的转换电路的第五实施例。图9的实施例类似于图8的实施例，不同之处在于已经分别被电阻器r31和r32代替的分压器r9/r10和r12/r39。因此，第一校正放大器单元211的放大器a1的非反相输入端通过电阻器r31连接到额外轨400。类似地，第二校正放大器单元212的放大器a2的非反相输入端通过任选电阻器r32连接到额外轨400。因为电阻器r31和r32连接到额外轨400，所以其接收降低的电压v
red
，并且结果仅非常少的电流将流过r31和r32，从而引起非常少的热。相反，电阻器对r9/r10和r12/r39连接到完全输出电压v
out
，所述完全输出电压可以比v
red
高例如10倍。因此，流经电阻器对r9/r10和r12/r39的电流会更高，从而产生更多热。为了最小化转换电路中的热产生，可以使用图9的实施例。
[0090]
尽管已经参考质谱仪描述了实施例，但是本公开也可以应用于谱测定或谱的其它领域，例如光谱测定。
[0091]
因此本领域的技术人员将理解，本公开不限于所示的实施例，并且在不脱离如所附权利要求书中限定的本公开的范围的情况下，可以进行许多添加和修改。