基于变压器的海上风电高功率密度谐振升压单元

1.本发明涉及海上风电升压变换的技术领域，尤其是指一种基于变压器的海上风电高功率密度谐振升压单元。


背景技术：

2.随着海上风电场的运行规模增大，直流汇集方式较之于传统交流汇集方式更具发展优势和应用市场，因其不存在多机同步问题，无需庞大笨重的工频变压器且仅有两根电力传输线。为了加快推进海上风电建设的进程，需要降低系统运输、安装、维护时的成本和难度，因此需要进一步降低系统的重量与体积，相应地需要提高变流器的运行开关频率。由于传统(pulse width modulation pwm) 型变压器的电压增益同功率与开关频率耦合，随着开关频率的提高，隔离变压器的功率运行上限会随之降低，进而拉低同等功率等级下的增益大小。为实现系统高频轻型化的同时进一步提高功率密度，需要对高频变压器的功率传输机制进行建模分析并量化功率、增益、频率的耦合制约关系，并据此对升压拓扑进行优化改进使其适用于高频应用场合。


技术实现要素：

3.本发明的目的在于针对高频单向升压应用场合下变压器存在功率、增益高度耦合，功率运行上限低的缺陷，提出了一种谐振电容容值精确设计、电压增益稳定、功率上限更高的基于变压器的海上风电高功率密度谐振升压单元。
4.为实现上述目的，本发明所提供的技术方案为：基于变压器的海上风电高功率密度谐振升压单元，包含谐振电容、变压器、第一二极管、第二二极管、第一电容和第二电容；所述第一二极管、第二二极管、第一电容和第二电容构成整流桥，其中，所述第一二极管的阳极与第二二极管的阴极相连，所述第一二极管的阴极与第一电容的正极相连，所述第二二极管的阳极与第二电容的负极相连，所述第一电容的负极与第二电容的正极相连，所述谐振电容的一端与变压器的原边绕组一端相连，所述变压器的副边绕组分别与整流桥的二极管桥臂中点和电容桥臂中点相连。
5.进一步，所述变压器的副原边绕组匝比为n:1。
6.进一步，所述谐振电容采用无极性电容，且电容值的最大值c
max
在两电平交流方波输入下需满足下述公式：
[0007][0008]
式中，d为两电平交流输入方波正半周的占空比；l
′k为变压器寄生漏感感值；fs为开关频率；r为寄生电阻阻值。
[0009]
进一步，在两电平交流方波输入下，输出增益m与最大输出功率p
omax
满足下述公式：
[0010][0011][0012]
式中，为谐振衰减系数，r为寄生电阻阻值，l
′k为变压器寄生漏感感值，c1′
为谐振电容的电容值，fs为开关频率，n 为变压器的副原边绕组匝比，v
inpp
为输入交流方波的峰峰值，po为输出功率大小。
[0013]
本发明与现有技术相比，具有如下优点与有益效果：
[0014]
1、在高频场景下，电压增益更大。
[0015]
2、在高频场景下，运行功率上限更高。
[0016]
3、由于相同变压器参数下，本升压单元能够传输更大的功率，因此能够进一步提高功率密度，结合高频应用场合能够进一步实现海上风电升压站的轻型化设计以降低系统运输、安装、维护时的成本和难度。
附图说明
[0017]
图1为本发明高功率密度谐振升压单元的电路图。
[0018]
图2为本发明实施案例的等效电路图。
[0019]
图3为实施案例中在一个开关周期中关键的电压电流波形图。
[0020]
图4a为实施案例在一个开关周期内的电路模态图之一。
[0021]
图4b为实施案例在一个开关周期内的电路模态图之二。
[0022]
图4c为实施案例在一个开关周期内的电路模态图之三。
[0023]
图4d为实施案例在一个开关周期内的电路模态图之四。
[0024]
图5a为实施案例在模态之一时的谐振槽简化图。
[0025]
图5b为实施案例在模态之三时的谐振槽简化图。
[0026]
图6a为0.4占空比下pwm型升压单元最大输出功率时的实验波形图。
[0027]
图6b为0.4占空比下实施案例最大输出功率时的实验波形图。
[0028]
图7a为0.5占空比下pwm型升压单元最大输出功率时的实验波形图。
[0029]
图7b为0.5占空比下实施案例最大输出功率时的实验波形图。
[0030]
图8a为0.6占空比下pwm型升压单元最大输出功率时的实验波形图。
[0031]
图8b为0.6占空比下实施案例最大输出功率时的实验波形图。
[0032]
图9为实施案例同pwm型升压单元的功率增益曲线对比图。
具体实施方式
[0033]
下面结合实施例及附图对本发明作进一步详细的描述，但本发明的实施方式不限于此。
[0034]
参见图1所示，本实施例提供了一种基于变压器的海上风电高功率密度谐振升压单元，包含谐振电容c1、变压器t、第一二极管d1、第二二极管d2、第一电容c2和第二电容c3；所
述第一二极管d1、第二二极管d2、第一电容c2和第二电容c3构成整流桥，其中，所述第一二极管d1的阳极与第二二极管d2的阴极相连，所述第一二极管d1的阴极与第一电容c2的正极相连，所述第二二极管d2的阳极与第二电容c3的负极相连，所述第一电容c2的负极与第二电容 c3的正极相连，所述谐振电容c1的一端与变压器t的原边绕组一端相连，所述变压器t的副边绕组分别与整流桥的二极管桥臂中点和电容桥臂中点相连。
[0035]
具体的，所述变压器t的副原边绕组匝比为n:1谐振电容。
[0036]
具体的，所述谐振电容c1采用无极性电容，且电容值的最大值c
max
在两电平交流方波输入下需满足下述公式：
[0037][0038]
式中，d为两电平交流输入方波正半周的占空比；lk′
为变压器寄生漏感感值；fs为开关频率；r为寄生电阻阻值。
[0039]
具体的，在两电平交流方波输入下，输出增益m与最大输出功率p
omax
满足下述公式：
[0040][0041][0042]
式中，c1′
为谐振电容的电容值，v
inpp
为输入交流方波的峰峰值，po为输出功率大小。
[0043]
具体实施案例的等效电路图如图2所示，其中输入侧接入全桥逆变结构。包括有直流输入电源dc，第一开关管s1及其反并联二极管d
s1
，第二开关管s2及其反并联二极管d
s2
，第三开关管s3及其反并联二极管d
s3
，第四开关管s4及其反并联二极管d
s4
；所述第一开关管s1、第二二开关管s2的源漏极相连，第三开关管s3、第四开关管s4的源漏极相连，第一开关管s1、第三开关管s3的漏极相连，第二开关管s2、第四开关管s4的源极相连；直流输入电源dc的正负极分别连接逆变桥的上下两端。谐振电容c1和变压器t原边绕组分别同全桥逆变结构中两个桥臂中点相连。输出负载load接在整流桥的上下两端。其中变压器t用漏电感lk、励磁电感lm与理想变压器tr模型代替，lm为变压器t的励磁电感，lk为变压器t的漏感，理想变压器tr的副原边匝比为n:1，r为寄生电阻。
[0044]
下面将对实施案例进行分析以明确谐振电容c1的设计过程与增益、功率特性。
[0045]
1)模态分析
[0046]
图3绘制出实施案例稳定工作情况下的关键波形图。
[0047]
其中gs1、gs2、gs3、gs4分别表示四只开关管(s1、s2、s3、s4)的驱动信号； v
ab
、v
cd
分别表示变压器t的原副边电压；i
c1
表示流过谐振电容c1的电流；u
c1
表示谐振电容c1上的电压。下面将结合图3对电路的工作状态进行详细的分析：
[0048]
a.阶段t0～t1如图4a，此阶段第一开关管s1与第四开关管s4在驱动信号的作用下
开始导通，第一二极管d1导通，变压器t原边向副边传输功率；由于副边此时被第二电容c2钳位，谐振电容c1将同变压器漏感lk发生谐振；第二二极管d2承受反压关断；第三电容c3同变压器t副边共同向负载load供电；当漏感lk同谐振电容c1完成半个谐振周期时，漏感lk电流归零，此阶段结束。
[0049]
b.阶段t1～dts如图4b，此阶段第一开关管s1与第四开关管s4仍然维持导通状态，第一二极管d1、第二二极管d2承受反压关断，变压器t原副边功率传输终止；谐振电容c1与漏感lk、励感lm发生谐振，由于励感lm感值很大，谐振回路中的总电抗很大，因此可以认为此时谐振回路没有电流流过；负载load 则由第二电容c2和第三电容c3串联供电；当第一开关管s1与第四开关管s4的驱动信号跌为零时，此阶段结束。
[0050]
c.阶段dts～t2如图4c，此阶段第二开关管s2与第三开关管s3在驱动信号的作用下开始导通，第二二极管d2导通，变压器t原边向副边传输功率；由于副边此时被第三电容c3钳位，谐振电容c1将同变压器漏感lk发生谐振；第一二极管d1承受反压关断；第二电容c2同变压器t副边共同向负载load供电；当漏感lk同谐振电容c1完成半个谐振周期时，漏感lk电流归零，此阶段结束。
[0051]
d.阶段t2～ts如图4d，此阶段第二开关管s2与第三开关管s3仍然维持导通状态，第一二极管d1、第二二极管d2承受反压关断，变压器t原副边功率传输终止；谐振电容c1与漏感lk、励感lm发生谐振，由于励感lm感值很大，谐振回路中的总电抗很大，因此可以认为此时谐振回路没有电流流过；负载load则由第二电容c2和第三电容c3串联供电；当第二开关管s2与第三开关管s3的驱动信号跌为零时，此阶段结束。
[0052]
2)增益与功率分析
[0053]
为了简化电压增益的分析过程先做出如下定义(a)，并进行合理假设(b，c， d)：
[0054]
a.占空比d＝t
on
/ts，其中ts为电路的工作周期，t
on
为开关管s1与s4的导通时间，即其驱动信号为高电平的时间；
[0055]
b.第二电容c2和第三电容c3的容值足够大，其电端电压在开关周期内保持恒定；
[0056]
c.将电路所有电阻集中叠加进变压器绕组中的寄生电阻r；
[0057]
d.由于阶段t1～dts和t2～ts谐振电抗非常大，因此可以认为这两个阶段流过谐振电容c1的电流为零，进而谐振电容c1上的电压在这两个阶段保持不变。
[0058]
根据假设d，因此重点分析阶段0～t1和dts～t2，且将励感lm在这两阶段视为开路，图5a和图5b分别给出了这两个阶段的谐振电路图。
[0059]
对阶段t0～t1，根据图5a由基尔霍夫电压定律(kvl)可以得到：
[0060]uc1
u
lk
ur＝v
in1-v
o1
/n
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(1)
[0061]
其中，v
in1
、v
o1
分别为此阶段变压器t原边绕组和副边绕组的电压，根据电路模态图4a可知v
in1
、v
o1
分别等于输入直流电源dc的电压和第二电容c2上的电压；u
lk
、ur分别为漏感lk和寄生电阻r上的电压。
[0062]
根据电感与电容的特性方程可以将上式转换为下面的微分方程：
[0063]
求解上述微分方程可以得到：
[0064][0065]
其中，为谐振频率以确定谐振电容c1的电容值上限，相应的t1＝π/ω为谐振过程的时间。r≤4lk′
/c1′
以保证电路处于欠阻尼状态能够按照预期模态进行工作；e1和e2为两个待定系数。
[0066]
同样地对阶段dts～t2,根据图5b可以得到：
[0067][0068]
其中v
in2
、v
o2
分别为此阶段变压器t原边绕组和副边绕组的电压，根据电路模态图4c可知v
in2
、v
o2
分别等于输入直流电源dc的电压和第三电容c3上的电压； e3和e4为两个待定系数；且有t2＝dts π/ω。
[0069]
结合图3可以得到：
[0070][0071]
进而可以得到谐振电容c1的电容最大值c
max
：
[0072][0073]
下面将结合稳态条件进一步讨论增益特性与运行功率的最大值。
[0074]
根据假设d和周期稳态条件可以得到：
[0075]uc1
(0)＝u
c1
(dts π/ω)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(7)
[0076]
联立(3)(4)(7)，可以得到：
[0077][0078]
根据假设d和电容电压的连续性可以得到：
[0079]uc1
(π/ω)＝u
c1
(dts)
ꢀꢀꢀꢀꢀ
(9)
[0080]
联立(3)(4)(9)，可以得到：
[0081][0082]
联立(8)(10)可以得到：
[0083]
e1 e3＝0(11)
[0084]
进一步根据谐振开始的电流初始值为0的条件可以得到：
[0085][0086]
联立(3)(4)(11)(12)可以得到：
[0087][0088][0089]
结合(8)(10)(11)(13)(14)和电路可以得到输出电压，即第二电容c2的电压v
o1
和
第三电容c3的电压v
o2
的代数和：
[0090]vo
＝v
o1
v
o2
＝n
×
[v
in1
v
in2
e1(1-λ)]
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(15)
[0091]
其中，
[0092]
根据变压器t副边的电流关系可以得到第一二极管d1的电流平均值i
do1
：
[0093][0094]
其中，fs为开关频率，即等于开关周期ts的倒数。
[0095]
根据负载load上端点的安秒平衡条件可以得到第一二极管d1的电流平均值i
do1
和负载电流io的关系：
[0096]ido1
＝ioꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(17)
[0097]
考虑输出负载功率po：
[0098]
po＝vo·io
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(18)
[0099]
联立(15)(16)(17)(18)可以得到：
[0100][0101]
其中，v
inpp
为变压器原边绕组电压的峰峰值，即等于v
in1
和v
in2
的代数和。
[0102]
由(19)可以得到：
[0103][0104]
相应地，电压增益m可以表示为：
[0105][0106]
考虑阶段t1～dts和t2～ts，为了保证电路按预期状态工作，变压器t副边绕组的电压在上一个模态结束时需要低于此模态的电压大小，相应地可以得到：
[0107]-u
c1
(0)-v
in2
≤v
o1
/n
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(22)
[0108]uc1
(π/ω)-v
in1
≤v
o2
/n
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(23)
[0109]
求解上式可以得到电路的最大输出功率为：
[0110][0111]
3)实验验证与性能对比
[0112]
现对本发明进行实验验证，各元件参数如表1所示。为了验证本发明的优势，此处将同pwm型升压单元结构作为对照对象，其结构同此处的实施案例一致，其不同点在于谐振电容c1的容值更大(其上电压u
c1
在开关周期可以视为恒定值，实验中采用20μf)，不会在各个开关模态中同变压器t的漏感lk发生谐振。其增益m
pwm
与功率p
opwm
特性可以推导为：
[0113]
[0114][0115]
具体实验波形图如图6a、图6b、图7a、图7b、图8a和图8b所示。
[0116]
表1本发明升压单元中各元器件的参数选择
[0117]
元件参数值/型号直流输入电源dc电压/v25开关管工作频率/khz100占空比设计范围d0.4～0.6第一、第二、第三、第四开关管(s1、s2、s3、s4)irfp4110pbf第一、第二二极管(d1、d2)stth6004w变压器t的励磁电感lm与漏感lk/μh2000；5.4变压器t副原边匝比n8:16谐振电容、第一、第二电容(c1、c2、c3)/μf0.3；100；100
[0118]
将占空比设置为0.4时，本发明升压单元与pwm型升压单元结构的最大功率实验波形如图6a与图6b所示，通过对比输出电压可以看出本发明升压单元的输出电压为82v明显大于pwm型升压单元的59v；当占空比设置为0.5时，本发明升压单元与pwm型升压单元结构的最大功率实验波形如图7a与图7b所示，pwm型升压单元结构的输出电压较0.4占空比时仅有2v左右的提升，但依然明显低于本发明升压单元的82v输出电压；而当占空比增大到0.6时通过实验波形图8a与图8b可以看出，pwm型升压单元结构的输出电压较0.5占空比降低了约2v，而本发明升压单元的输出电压维持82v不变且明显高于pwm 型升压单元结构输出电压；为了更加全面对比两种结构的性能，图9对比了两种结构的功率增益曲线图，据此可以看出本发明升压单元的功率上限约为 115w，约为pwm型升压单元最大输出功率58w的两倍，并且在全功率范围内本发明升压单元拥有更加稳定且更高的电压增益特性；同样实验数据与理论计算在误差范围内的基本吻合进一步验证了理论分析的可靠性。
[0119]
综上所述，实验结果与理论分析一致验证了前述分析的正确性，且本发明相比于传统pwm型升压结构在100khz这种较高开关频率下具有更稳定的增益且拥有更大的功率上限，相应地能够在不增大体积的情况下进一步提高功率大小，因此结合高频应用场合能够进一步实现海上风电升压站的轻型化设计以降低系统运输、安装、维护时的成本和难度。
[0120]
以上所述仅为本发明的较佳实施方式，本发明并不局限与上述实施方式，在实施过程中可能存在此升压结构同其他电路模型的、驱动信号及相关参数的改动，如果对本发明的改动或变形不脱离本发明的精神和范围，且属于本发明的权利要求和等同技术范围之内，则本发明也意图包括这些改动和变形。