一种用于压电能量收集的电压翻转与电荷提取电路

1.本发明属于压电能量收集领域，具体涉及一种用于压电能量收集的电压翻转与电荷提取电路。


背景技术：

2.无线传感网络(wsn)节点的持续供电是物联网(iot)技术的关键问题，传统的化学电池在实际使用中有诸多弊端如体积庞大、需要定期更换、易造成环境污染等，限制着无线传感网络的发展。以压电能量收集的形式收集环境中的振动能量是一种很有前景的解决方案，具有较高的能量密度、易于微型化、清洁环保等诸多优点。接口电路的设计是压电能量收集技术的关键，其性能直接决定了压电能量收集装置可以为负载提供多少能量。标准的能量收集(seh)电路是一种简单稳定的接口电路，但是存在阻抗匹配问题，其输出电压和电流之间存在相位差，加上传统的桥式整流器功耗过大，这导致seh电路效率极低，并且seh电路的输出功率高度依赖于负载阻抗，工作带宽很小。并联同步开关电感(p-sshi)电路是对seh电路的优化，通过引入非线性技术可以调节压电能量收集装置的输出电流与输出电压相位关系，从而提高输出功率，但是p-sshi的输出功率仍高度依赖负载。同步电荷提取(sece)电路由整流桥和buck-boost电路组成，可以周期性地提取压电元件上累积的所有电荷，并将相应的电能通过电感传递给电路负载，电感起到了负载隔离的作用，消除了阻抗匹配的需要，同时也提高了输出功率。实际上，为了实现p-sshi和sece电路的功能，需要大量辅助设备如反激变压器、位移传感器、dsp控制器等，这些辅助设备的功耗甚至高于可收集功率，导致电路无法实现自供电，这违背了压电能量收集装置为无线传感网络节点供电的初衷。


技术实现要素：

3.本发明的目的是为了克服现有技术中的不足，针对传统桥式整流(seh)电路存在功耗过大、p-sshi和sece电路辅助设备过多、无法实现自供电等问题，提出一种用于压电能量收集的电压翻转与电荷提取电路，通过引入低功耗的电子断路器来实现同步开关和桥式整流器的作用，减少了电路中使用的电子元件，降低了电路的功耗和启动阈值，兼具功率收集能力增强与无负载依赖的优点，而且解决了关键的自供电问题。
4.本发明的目的是通过以下技术方案实现的。
5.本发明的用于压电能量收集的电压翻转与电荷提取电路，包括压电元件等效电路、电压翻转与电荷提取电路、电感续流电路以及储能电路。所述压电元件等效电路、电压翻转与电荷提取电路、电感续流电路依次连接，其输出端连接储能电路。
6.所述压电元件等效电路包括压电元件内部电容cp、与内部电容并联的电流源ip，电流源ip提供了正比于压电元件振动大小的交流电流。
7.所述电压翻转与电荷提取电路包括串联连接的第一同步开关s1和电感l。压电元件等效电路的正输出电压vp端连接电感l的输入端，电感l的输出端连接第一同步开关s1的
输入端，第一同步开关s1的输出端连接压电元件等效电路的负输出电压vn端。
8.所述电感续流电路包括依次连接的第二同步开关s2、电感l、续流二极管d、滤波电容cr。电感l的输入端同时连接压电元件等效电路的正输出电压vp端、续流二极管d的输出端，电感l的输出端同时连接第一同步开关s1和第二同步开关s2的输入端。续流二极管d的输入端与滤波电容cr的正整流电压vr端连接，滤波电容cr的负整流电压端与第二同步开关s2的输出端相连。
9.所述储能电路包括并联连接的滤波电容cr和负载电阻rl。
10.所述电压翻转与电荷提取电路利用压电元件内部电容cp与电感l发生并联谐振，通过控制第一同步开关s1的导通时间为1/2lc谐振周期，使压电元件等效电路的输出电压从正电压翻转到负电压；通过控制第一同步开关s1的导通时间为1/4lc谐振周期，使压电元件内部电容cp上存储的电荷转移到电感l上，并以磁能(电流)的形式储存。
11.所述电感续流电路可以将电感l上的电流通过续流二极管d传递到滤波电容cr上，以电荷(电压)的形式储存。
12.所述一种用于压电能量收集的电压翻转与电荷提取电路的工作原理如下：
13.正半周期的自然充电阶段：第一同步开关s1与第二同步开关s2均处于断开状态，随着压电元件的振动，压电元件内部电容cp不断积累电荷，导致压电元件等效电路的正输出电压vp不断增加，直至vp达到正向峰值前的一瞬间，该阶段结束；
14.正半周期的电压翻转阶段：当压电等效电路的正输出电压vp达到正向峰值时，第一同步开关s1闭合，第二同步开关s2断开，电感l与压电元件内部电容cp形成第一lc谐振回路。第一同步开关s1闭合的时间为1/2lc谐振周期，该闭合时间远小于压电元件的机械振动周期，致使积累在压电元件内部电容cp上的电荷经电感l再转移到压电元件的另一端，与此同时，压电元件等效电路的输出电压由正电压翻转为负电压。该阶段结束；
15.负半周期的自然充电阶段：第一同步开关s1与第二同步开关s2均处于断开状态，随着压电元件的振动，压电元件内部电容cp上不断积累电荷，导致压电元件等效电路的负输出电压vn不断增加，直至vn达到负向峰值前的一瞬间，该阶段结束；
16.负半周期的电荷提取阶段：当压电元件等效电路的负输出电压vn达到负向峰值时，第一同步开关s1闭合，第二同步开关s2断开，电感l与压电元件内部电容cp形成第二lc谐振回路，第一同步开关s1闭合的时间为1/4个lc谐振周期，积累在压电元件内部电容cp上的电荷通过第二谐振回路转移到电感l上，并以磁能(电流)的形式储存。直到压电元件内部电容cp上的电荷全部转移到电感l上，即当电感l上的电流为最大时，该阶段结束；
17.负半周期的电感续流阶段：当压电元件内部电容cp中的电荷完全转移到电感l上时，第一同步开关s1断开，与此同时，第二同步开关s2闭合，储存在电感l上的电荷通过续流二极管d转移到滤波电容cr上。当电感l上的电流为0时，该阶段结束。
18.以上为压电元件在一个完整周期内的所有动作，此后重复上述运行过程。
19.与现有传统桥式整流电路相比，本发明的技术方案所带来的有益效果是：
20.本发明电路拓扑结构简单，功耗小，在不使用传统的整流桥的情况下，实现了电压翻转、电荷提取、电感续流等功能，兼具功率收集能力增强和无负载依赖等优点，而且解决了关键的自供电问题。
附图说明
21.图1为本发明电压翻转与电荷提取电路的结构框图；
22.图2为本发明电压翻转与电荷提取电路的示意图；
23.图3为本发明基于电子断路器实现的自供电电压翻转与电荷提取电路的示意图；
24.图4为本发明自供电电压翻转与电荷提取电路对应的电压电流波形示意图；
25.图5为本发明电压翻转与电荷提取电路实验测试示意图；
26.图6为本发明电压翻转与电荷提取电路与seh电路、p-sshi电路、sece电路的收集功率对比图；
27.附图标记：ip压电元件等效电流源，cp压电元件内部电容，l电感，s1第一同步开关，s2第二同步开关，续流二极管d，滤波电容cr，负载rl，c1第一电容，c2第二电容，q1第一pnp管，q2第一npn管，q3第二npn管，q4第二pnp管。
具体实施方式
28.以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
29.实施例
30.如图3所示，所述基于电子断路器实现的自供电的电压翻转与电荷提取电路，包括压电元件等效电路，压电电压正半周期电子断路器，压电电压负半周期电子断路器以及电感续流电路。
31.所述压电元件等效电路包括压电元件内部电容cp，与压电元件内部电容并联的电流源ip。
32.所述压电电压正半周期电子断路器包括压电电压正半周期峰值检测器第一电容c1、压电电压正半周期比较器第一pnp管q1、压电电压正半周期电子开关第二npn管q3。所述正半周期峰值检测器c1的输入端同时连接压电元件等效电路的正输出电压vp端、正半周期比较器q1的基极、正半周期电子开关q3的集电极，所述正半周期峰值检测器c1的输出端同时连接正半周期比较器q1的发射极、负半周期峰值检测器c2的输入端以及负半周期比较器q2的发射极。所述正半周期比较器q1的集电极与正半周期电子开关q3的基极连接。所述正半周期电子开关q3的发射极同时与负半周期电子开关q4的发射极、电感l的输入端连接。
33.所述压电电压负半周期电子断路器包括压电电压负半周期峰值检测器第二电容c2、压电电压负半周期比较器第一npn管q2、压电电压负半周期电子开关第二pnp管q4。所述负半周期峰值检测器c2的输出端同时连接压电元件等效电路的负输出电压vn端、电感l输出端，所述负半周期比较器q2的基极同时与负半周期电子开关q4的集电极、压电元件等效电路正输出电压vp端连接，所述负半周期电子开关q4的基极与负半周期比较器q2的集电极连接，所述负半周期电子开关q4的集电极与压电元件等效电路的正输出电压vp端连接。
34.所述电感续流电路包括电感l、续流二极管d和滤波电容cr，所述续流二极管d输入端同时与电感l输入端、正负电子开关q3与q4的发射极连接，所述需续流二极管d输出端与滤波电容cr的正整流电压vr端连接，所述滤波电容cr的负整流电压端与电感l输出端同时接地。
35.如图4所示，为该电压翻转与电荷提取电路的电压电流波形图，该具体实施例的工
作原理如下：
36.正向自然充电阶段：在压电元件等效电流源ip从正到负穿过零点前，所有的晶体管断开，正负峰值检测电容c1和c2与压电元件内部电容cp并联。随着压电元件的振动，交流电流ip为压电元件内部电容cp正向充电，压电元件正输出电压vp增大，直到vp达到峰值前的一瞬间，该阶段结束；
37.电压翻转阶段：当压电元件等效电流源ip从正到负穿过零点时，因为压电元件的形变改变方向，其正向输出电压vp开始降低，但是由于压电电压正半周期比较器第一pnp管q1存在导通阈值电压，因此正峰值检测器第一电容c1上的电荷不能立马释放，压电元件等效电路输出电压vp暂时不变，当压电元件等效电路的正输出电压vp减小到比正峰值检测器c1上的电压低一个pnp管的阈值电压v
be
时，正比较器第一pnp管q1导通，同时促使压电电压正半周期电子开关第二npn管q3导通，这时压电元件的电压为vp-2v
be
。此时，压电元件内部电容cp、正负峰值检测电容c1和c2、电感l形成第一lc谐振回路：cp
→
c1
→
c2
→
l
→
cp。经过1/2lc谐振周期，压电元件内部电容cp上储存的电荷通过第一谐振回路首先全部转化成电感l的磁能(电流)，再转换为方向相反的电压存储在内部电容cp上，压电元件等效电路的输出电压由正电压翻转至负电压，并且抬高了压电元件等效电路的反向初始电压，电压翻转阶段结束；
38.反向自然充电阶段：当电压翻转阶段结束时，压电元件等效电路的电压初始值为负值。此时电感l上的电流为0，正半周期电子开关q3截止，导致正半周期比较器q1也截止，所有晶体管均截止状态，第一谐振回路断开。压电元件等效电流源ip为压电元件内部电容cp反向充电，压电元件等效电路负输出电压vn增加，直到vn达到负向峰值前的一瞬间，该阶段结束；
39.反向电荷提取阶段：当反向自然充电阶段结束时，压电元件等效电路输出的电压vn达到负向峰值，此时，因为压电元件的形变改变方向，压电元件等效电路的负输出电压vn开始降低，但是由于压电电压负半周期比较器第一npn管q2存在导通阈值电压，因此负峰值检测器c2上的电荷不能立马释放，压电元件等效电路输出电压vn暂时保持不变，当压电元件等效电路负输出电压vn减小到比负峰值检测器c2上的电压低一个npn管的阈值电压v
be
时，负比较器第一npn管q2导通，同时促使负电子开关第二pnp管q4导通，这时压电元件等效电路的输出电压为vn-2v
be
。此时，压电元件内部电容cp、正负峰值检测电容c1和c2、电感l形成第二lc谐振回路cp
→
l
→
c2
→
c1
→
cp，经过1/4lc谐振周期，压电元件内部电容cp上的储存的电荷通过第二谐振回路全部转化成电感l的磁能(电流)，当电感l上的电流达到最大时，电荷提取阶段结束；
40.反向电感续流阶段：当反向电荷提取阶段结束时，压电元件等效电路上的电压降为0，负比较器第一npn管q2截止，导致负电子开关第二pnp管q4截止，所有晶体管都处于截止状态，第二谐振回路断开。因为续流二极管d存在阈值电压，所以电感l上的电流不能立即流向滤波电容cr，直到续流二极管d两端的电压超过自身导通阈值时，续流二极管d导通，电感l、续流二极管d与滤波电容cr形成第三回路：l
→d→
cr。电感l上的电流通过第三回路流向滤波电容cr，此时电感l上的电流不断下降，直到电感电流不足以使续流二极管d导通时，续流二极管d截止，电感续流阶段结束。
41.以上为压电元件在一个完整周期的所有动作，此后重复上述运行过程。
42.对比例1
43.标准能量提取seh电路，它包括一个全桥整流器和一个滤波电容器，为保证对比的效果，压电元件使用同一个型号的并且所加激励不变、所使用的负载也不变，只需将电路的拓扑结构改为由二极管组成的全桥整流即可，具体为压电元件等效电路的正负输出电压端(vp和vn)分别连接整流桥的两个交流端，并在整流桥后端连接与实施例中相同的滤波电容和负载。
44.对比例2
45.并联同步开关(p-sshi)电感电路，在对比例1(seh)电路的压电元件与整流桥之间加入串联的电感和同步开关，所述同步开关功能的实现需要辅助元件如位移传感器、dsp控制器等。整流桥之后的滤波电容和负载与实施例相同。
46.对比例3
47.同步电荷提取(sece)电路，在对比例1的整流桥与负载之间连接加入buck-boost电路，buck-boost电路包括同步开关、续流二极管、电感，所述同步开关功能的实现需要采用匝数比为1：2的反激变压器，滤波电容和负载与实施例相同。
48.测试例
49.测试例的实验装置如图5所示，包括：压电元件、激振台、电压翻转与电荷提取电路、函数信号发生器、功率放大器、示波器、万用表等。其中压电元件通过夹钳固定在激振台上。
50.所述测试例中整流电压范围为0-8v，晶体管q1和q4采用pnp管2n3906，晶体管q2和q3采用npn管2n3904，续流二极管采用肖特基二极管bat54，通过对上述所有实施例、对比例选用同一型号压电片，对压电片施加相同的激励，选取一组输出功率值进行比较分析。图6是本发明电压翻转与电荷提取电路与传统的桥式整流(seh)电路、并联同步开关电感(p-sshi)电路和同步电荷提取(sece)电路收集功率对比图。图6表明当采用本发明电压翻转与电荷提取电路后收集功率工作带宽比采用传统的桥式整流(seh)电路和并联同步开关电感(p-sshi)电路更大，收集功率比传统的桥式整流(seh)电路和同步电荷提取(sece)电路更多。
51.如表1所示为本发明电压翻转与电荷提取电路和传统的桥式整流电路(seh)、并联同步开关电感(p-sshi)电路、同步电荷提取(sece)电路性能的比较：
52.表1实施例和对比例1、对比例2、对比例3性能对比
53.序号技术自供电控制难度负载独立性对比例1sehyes一般no对比例2p-sshino难no对比例3seceno很难yes本发明p-sshi seceyes简单yes
54.在传统的桥式整流电路(seh)中传统的桥式整流二极管功耗过大，特别是当压电片的机械振动较弱时，整流器二极管所消耗的功率甚至超过负载所获得的功率，导致电路效率极低，并且输出功率依赖负载，工作带宽小；
55.并联同步开关电感(p-sshi)电路为了实现同步开关的控制，需要大量的辅助设备如位移传感器、控制器等，这些辅助设备所需功耗远高于可以从压电能量收集设备中收集
的功率，所以这些辅助设备必须使用外部供电，无法实现自供电。此外，p-sshi电路的性能对lc谐振质量十分依赖，并且存在阻抗匹配问题，只有在最优阻抗匹配条件下才能发挥最优性能，实际上这样的电源是十分不稳定的；
56.同步电荷提取(sece)电路为了实现电路的控制，需要一个体积很大的反激变压器，实际上反激变压器是非理想的，有漏磁，这在一定程度上加大了电路自身的损耗，并且反激变压器需要根据电路属性自行设计，增大了控制难度，虽然收集功率与负载无关，但电路功耗很大，无法实现自供电。
57.本发明所述电压翻转与电荷提取电路通过引入电子断路器实现自供电的，电路结构简单、不需要辅助设备以及外部电源、无负载依赖、导通阈值低、功耗小，可以实现自供电，性能更加稳定可靠。只需要电压差大于晶体管的导通阈值即可导通，容易实现冷启动，在弱激励条件下该优势将更加显著。
58.尽管上面结合附图对本发明的功能及工作过程进行了描述，但本发明并不局限于上述的具体功能和工作过程，上述的具体实施方式仅仅是示意性的，而不是限制性的，本领域的普通技术人员在本发明的启示下，在不脱离本发明宗旨和权利要求所保护的范围情况下，还可以做出很多形式，这些均属于本发明的保护之内。