一种电源波动的数字检测电路的制作方法

1.本发明涉及检测电路技术领域，更具体地说，它涉及一种电源波动的数字检测电路。


背景技术：

2.无论外部电源还是内部电源的稳定性，对整个芯片或芯片内部某些模块的正常工作，都至关重要。当电源电压波动太大时，电路的性能会下降，功能也可能会发生异常。尽管在芯片设计时，尽量增加其对外部或内部电源的抗干扰性，但为了保证芯片正常工作，还是会要求其电源必需稳定在一定的范围之内。当芯片里一些模块的电源来自内部电源管理单元时，pmu输出电压的稳定性是一个重要指标。
3.因此设计芯片中的pmu模块时，为保证其输出电源的负载模块正常工作，必须限制其输出电压的波动幅度。为了控制pmu输出电压的波动范围，首先需要检测出其波动。以图1的ldo为例，当负载电流突然增加时，由于ldo输出电压的反馈环路带宽有限，输出级功率管的电流来不及响应。在瞬态的短时间里，增加的输出电流主要从输出端的负载电容上获取电荷。从而使输出电压下冲。直到ldo的功率管输出电流增加到和负载电流一样大小时，其输出电压才停止下冲，并逐渐恢复到稳态的正常值。相反，当ldo的负载电流突然减小时，其输出级功率管的电流来不及减小而导致输出电压过冲。为了减小ldo输出电压的波动幅度和持续时长，需要检测其瞬态的电压波动，然后根据检测结果，通过快速负载响应反馈电路来减小输出电压的波动。
4.传统的pmu输出电压检测和反馈控制是在全模拟电流和电压的领域完成的。通常是通过带宽大的反馈回路，快速增加或减小，比如ldo输出功率管的电流。全模拟检测和控制的缺点是反馈控制的灵活性不够。在一些数字控制的ldo中，对输出电压波动的检测结果可能是数字的，比如使用模数转换器。这样的adc则必须是转换速率非常高的，才能即时检测到pmu输出电压的变化。有一些不使用adc的数字检测方法，但这些数字检测方法和电路实现都不够可靠且性能不佳，难以使用在实际的芯片设计中。


技术实现要素：

5.针对现有技术存在的不足，本发明的目的在于提供一种电源波动的数字检测电路。
6.为实现上述目的，本发明提供了如下技术方案：
7.一种电源波动的数字检测电路，包括第一nmos管mn1、第一nmos管mn3、第一nmos管mn4、第二nmos管mn2、第二nmos管mn5、第二nmos管mn6、第一pmos管mp4、第一pmos管mp5、第一pmos管mp6、第二pmos管mp0、第二pmos管mp1、第二pmos管mp2、第二pmos管mp3、电容c
flt
、反相器和缓冲器。
8.输入电流源i
bias
与第一nmos管mn3的漏极连接，第一nmos管mn3的漏极与栅极短接，第一nmos管mn3的源极接地，第一nmos管mn4和第一nmos管mn1的源极接地，第一nmos管
mn4和第一nmos管mn1的栅极接到第一nmos管mn3的栅极。
9.第一nmos管mn4的漏极接到第一pmos管mp4的漏极，第一pmos管mp4的漏极和栅极短接，第一pmos管mp5和第一nmos管mp6的源极接电压源vdd2，第一pmos管mp5和第一pmos管mp6的栅极接到第一pmos管mp4的栅极。
10.第一nmos管mn1的漏极接到第二pmos管mp3的漏极，第二pmos管mp3的栅极和漏极短接，第二pmos管mp3的源极接到第二pmos管mp1的漏极，第二pmos管mp1的栅极和漏极短接，第二pmos管mp1的源极接待检测波动的电源vdd，第二pmos管mp0的源极接第二pmos管mp1的栅极；第二pmos管mp0的栅极接第二pmos管mp3的栅极；第二pmos管mp0的漏极接第二pmos管mp2的栅极，电容c
flt
的正端接第二pmos管mp2的栅极，电容c
flt
的负端接地，第二pmos管mp2的源极接待检测波动的电源vdd，第二pmos管mp2漏极接第二nmos管mn2的漏极。
11.第二nmos管mn2的栅极和漏极短接，第二nmos管mn2源极接地，第二nmos管mn5和第二nmos管mn6的源极接地，第二nmos管mn6和第二nmos管mn5的栅极接第二nmos管mn2的栅极，第二nmos管mn5的漏极接第一pmos管mp5的漏极，第二nmos管mn6的漏极接第一pmos管mp6的漏极。
12.第二nmos管mn5的漏极接第一pmos管mp5的漏极之间接反相器，第二nmos管mn6的漏极接第一pmos管mp6的漏极之间接缓冲器。
13.优选地，第二pmos管mp1和第二pmos管mp2的源极都接在待检测波动的电源vdd上，第二pmos管mp1的栅极与漏极短接，产生栅极电压vbp，第二pmos管mp0的等效电阻r
flt
和电容c
flt
构成了一阶rc低通滤波器，其带宽为：
14.其中，r
ds_mpo
为工作在线性区的第二pmos管mp0的漏极与源极之间的导通电阻。
15.优选地，待检测波动的电源vdd处于稳定的恒压状态时，第二pmos管mp1和第二pmos管mp2的栅极电压相等，即v
bp_flt
＝v
bp
，其中v
bp_flt
表示第二pmos管mp2的栅极电压；
16.此时流过第二pmos管mp1与第二pmos管mp2的电流也相等，即i
mp2
＝i
mp1
＝i
bias
，其中i
mp2
表示第二pmos管mp2的电流；i
mp1
表示第二pmos管mp1的电流。
17.当待检测波动的电源vdd波动时，第二pmos管mp1的栅极电压v
bp
跟随一起波动，因此流过第二pmos管mp1的电流保持不变，即始终等于i
bias
，即待检测波动的电源vdd过冲时，第二pmos管mp2的瞬态电流增大；相反，当待检测波动的电源vdd下冲时，第二pmos管mp2的瞬态电流减小。
18.优选地，待检测波动的电源vdd过冲、下冲检测的阈值电压和第二nmos管mn5、第二nmos管mn6相对于第一pmos管mp4尺寸比例之间的数值关系，可以从下面的公式里推导出来。
19.首先，第二pmos管mp2的电流为i
mp2
＝k
p
(v
sg_mp2-|v
thp
|)2＝k
pv2od_mp2
，其中kp为系数因子，v
sg_mp2
是第二pmos管mp2的源极和栅极之间的电压差；v
thp
是第二pmos管mp2的阈值电压；v
od_mp2
表示第二pmos管mp2的栅极与漏极之间的过驱动电压。
20.第一pmos管mp5、第一pmos管mp6的电压过冲检测阈值为：
21.第一pmos管mp5、第一pmos管mp6的电压下冲检测阈值为：
22.其中v
th_cm_mis1
和v
th_cm_mis2
分别是经过第一pmos管mp5、第一pmos管mp6的等效累计阈值失配。
23.与现有技术相比，本发明具备以下有益效果：
24.1检测灵敏度高。本发明的检测误差仅限于四组电流镜的累计失配。
25.2检测速度快。本发明的电源波动检测速度与两次电流镜的反应速度一致。
26.3检测阈值灵活。本发明以人工设置的电流镜失配比例来分别调整电压过冲和下冲的检测阈值。
27.4检测带宽灵活。本发明可以控制电源波动检测的带宽。
28.5检测结果为数字输出。数字输出便于反馈控制电路的灵活实现，可以根据实际电路功能和性能的要求，以各种不同的方式实现电源波动最佳的反馈控制。
29.6电路结构简单而可靠，保证了电源波动检测的可靠性；相比一些复杂的检测电路，又减少了芯片的面积和功耗。
附图说明
30.图1为含输出电压波动数字检测和波动降低的线性稳压源的电路示意图；
31.图2为本发明提出一种电源波动的数字检测电路的示意图；
32.图3为本发明提出一种电源波动的数字检测电路的仿真示意图一；
33.图4为本发明提出一种电源波动的数字检测电路的仿真示意图二。
具体实施方式
34.实施例对本发明提出的一种电源波动的数字检测电路做进一步说明。
35.本发明提出了一种电源电压波动的数字检测电路可以灵活、快速进行检测。如图2所示，其灵活体现在电压波动检测的带宽和阈值，都可以根据需要方便地设置。
36.参照图1-4所示，一种电源波动的数字检测电路，包括第一nmos管mn1、第一nmos管mn3、第一nmos管mn4、第二nmos管mn2、第二nmos管mn5、第二nmos管mn6、第一pmos管mp4、第一pmos管mp5、第一pmos管mp6、第二pmos管mp0、第二pmos管mp1、第二pmos管mp2、第二pmos管mp3、电容c
flt
、反相器和缓冲器。
37.输入电流源i
bias
与第一nmos管mn3的漏极连接，第一nmos管mn3的漏极与栅极短接，第一nmos管mn3的源极接地，第一nmos管mn4和第一nmos管mn1的源极接地，第一nmos管mn4和第一nmos管mn1的栅极接到第一nmos管mn3的栅极。
38.第一nmos管mn4的漏极接到第一pmos管mp4的漏极，第一pmos管mp4的漏极和栅极短接，第一pmos管mp5和第一nmos管mp6的源极接电压源vdd2，第一pmos管mp5和第一pmos管mp6的栅极接到第一pmos管mp4的栅极。
39.第一nmos管mn1的漏极接到第二pmos管mp3的漏极，第二pmos管mp3的栅极和漏极短接，第二pmos管mp3的源极接到第二pmos管mp1的漏极，第二pmos管mp1的栅极和漏极短接，第二pmos管mp1的源极接待检测波动的电源vdd，第二pmos管mp0的源极接第二pmos管mp1的栅极；第二pmos管mp0的栅极接第二pmos管mp3的栅极；第二pmos管mp0的漏极接第二
pmos管mp2的栅极，电容c
flt
的正端接第二pmos管mp2的栅极，电容c
flt
的负端接地，第二pmos管mp2的源极接待检测波动的电源vdd，第二pmos管mp2漏极接第二nmos管mn2的漏极。
40.第二nmos管mn2的栅极和漏极短接，第二nmos管mn2源极接地，第二nmos管mn5和第二nmos管mn6的源极接地，第二nmos管mn6和第二nmos管mn5的栅极接第二nmos管mn2的栅极，第二nmos管mn5的漏极接第一pmos管mp5的漏极，第二nmos管mn6的漏极接第一pmos管mp6的漏极。
41.第二nmos管mn5的漏极接第一pmos管mp5的漏极之间接反相器，第二nmos管mn6的漏极接第一pmos管mp6的漏极之间接缓冲器。
42.除了第一pmos管mp4、第一pmos管mp5、第一pmos管mp6的比例需要特别设置外，为了描述方便，假定其他的nmos和pmos电流镜，即第一nmos管mn1、第一nmos管mn3、第一nmos管mn4、第二nmos管mn2、第二nmos管mn5、第二nmos管mn6、第二pmos管mp1、第二pmos管mp2的比例都是1：1，这个电路用于检测待检测波动的电源vdd。如果是用在ldo的例子中，则vdd是ldo的输出电压如图1所示。
43.第二pmos管mp1和第二pmos管mp2的源极都接在待检测电压vdd上。第二pmos管mp1的栅极与漏极短接，产生栅极偏置电压v
bp
。图2中，第二pmos管mp0的作用是等效一个阻值较大的电阻r
flt
，其栅极电压v
bpc
由第二pmos管mp3产生。因此第二pmos管mp0与第二pmos管mp3具有相同的源极source到栅极gate的电压差，即v
sg_mp0
＝v
sg_mp3
。由于第二pmos管mp0的宽长比远小于第二pmos管mp3且工作在线性区，所以其源极和漏极之间的等效电阻值可以很大。相比于直接使用芯片工艺里的电阻元件，这里用第二pmos管mp0做电阻可以节省芯片面积。
44.第二pmos管mp1和第二pmos管mp2的源极都接在待检测波动的电源vdd上，第二pmos管mp1的栅极与漏极短接，产生栅极电压vbp，第二pmos管mp0的等效电阻r
flt
和电容c
flt
构成了一阶rc低通滤波器，其带宽为：
45.其中，r
ds_mpo
为工作在线性区的第二pmos管mp0的漏极与源极之间的导通电阻，值得一提的是，如果需要，这里也可以使用高阶的rc滤波器。
46.待检测波动的电源vdd处于稳定的恒压状态时，第二pmos管mp1和第二pmos管mp2的栅极电压相等，即v
bp_flt
＝v
bp
，其中v
bp_flt
表示第二pmos管mp2的栅极电压；
47.此时流过第二pmos管mp1与第二pmos管mp2的电流也相等，即i
mp2
＝i
mp1
＝i
bias
，其中i
mp2
表示第二pmos管mp2的电流；i
mp1
表示第二pmos管mp1的电流。
48.当待检测波动的电源vdd波动时，第二pmos管mp1的栅极电压v
bp
跟随一起波动，因此流过第二pmos管mp1的电流保持不变，即始终等于i
bias
，即待检测波动的电源vdd过冲时，第二pmos管mp2的瞬态电流增大；相反，当待检测波动的电源vdd下冲时，第二pmos管mp2的瞬态电流减小。
49.本发明的电源波动的数字检测电路，可以很容易设置电压过冲和下冲检测的阈值。比如在图2的例子中，设置第一pmos管mp5、第一pmos管mp6的尺寸分别为第一pmos管mp4的120％和80％。忽略所有电流镜的失配，这样只有当vdd上冲导致第二pmos管mp2的电流增加超过20％时，波动检测结果才显示vdd过冲了，即数字检测结果。同样地，只有当vdd下冲导致第二pmos管mp2的电流增加减小20％时，波动检测结果才显示vdd下冲了，即数字检测结果。
50.待检测波动的电源vdd过冲、下冲检测的阈值电压和第二nmos管mn5、第二nmos管mn6相对于第一pmos管mp4尺寸比例之间的数值关系，可以从下面的公式里推导出来。
51.vdd过冲、下冲检测的阈值电压和第一pmos管mp5、第一pmos管mp6相对于第一pmos管mp4尺寸比例之间的数值关系,首先，第二pmos管mp2的电流为i
mp2
＝k
p
(v
sg_mp2-|v
thp
|)2＝k
pv2od_mp2
，其中kp为系数因子并且与具体的芯片加工工艺有关，v
sg_mp2
是第二pmos管mp2的源极和栅极之间的电压差。
[0052]vthp
是第二pmos管mp2的阈值电压；v
od_mp2
表示第二pmos管mp2的栅极与漏极之间的过驱动电压。
[0053]
第一pmos管mp5、第一pmos管mp6的电压过冲检测阈值为：
[0054]
第一pmos管mp5、第一pmos管mp6的电压下冲检测阈值为：
[0055]
其中v
th_cm_mis1
和v
th_cm_mis2
分别是经过第一pmos管mp5、第一pmos管mp6的等效累计阈值失配。
[0056]
图3是本发明的电源电压波动检测电路的仿真结果。图3和图4分别对应两种典型的待检测波动电源vdd波动。仿真中待检测电压vdd的稳态值为1.5v，而vdd2＝3.3v。从图3中可以看出，第二pmos管mp1的栅极电压能很好地跟随vdd的快速波动，而第二pmos管mp2的栅极电压v
bp_flt
则是v
bp
经低通滤波后的结果。因此，引起第二pmos管mp2上电流的相应波动。电压过冲和下冲检测的数字输出，v
ov_det
与v
und_det
的仿真结果和预期的完全一致。
[0057]
值得一提的是，图4中检测到一系列的电源电压过冲和下冲。因为检测结果是数字的，相对于模拟检测结果，反馈控制电路可以设计得非常灵活，从而实现最佳的反馈控制。比如，检测到第一个过冲后，屏蔽掉其后若干微秒内的过冲和下冲的数字检测结果。
[0058]
以上仅是本发明的优选实施方式，本发明的保护范围并不仅局限于上述实施例，凡属于本发明思路下的技术方案均属于本发明的保护范围。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理前提下的若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。