马达控制装置、机电一体单元、电动车辆系统、马达控制方法与流程

1.本发明涉及马达控制装置、机电一体单元、电动车辆系统以及马达控制方法。


背景技术：

2.在对电压指令进行pwm(脉宽调制)控制来进行马达驱动的逆变器驱动装置中，大多采用相对于逆变器的可变输出频率而将载波的频率固定来进行pwm控制的非同步pwm方式。因此，当逆变器输出频率变为高频率、电压指令的每1周期的输出脉冲数减小时，逆变器的输出误差增大。因此，根据逆变器的可变输出频率来改变载波的频率而进行pwm控制的同步pwm方式得到采用。
3.在同步pwm控制中，提出有如下过调制pwm控制：在电压指令的振幅变得比三角波、锯齿波的载波的振幅大的过调制模式时，使电压指令的振幅非线性地增大，从逆变器输出的电压振幅变为期望的值(例如下述专利文献1)。现有技术文献专利文献
4.专利文献1：日本专利特开2008-312420号公报


技术实现要素：

发明要解决的问题
5.专利文献1的方法能够应对载波与电压指令的相位差为固定值的情况，但在不是固定值的情况下，过调制时从逆变器输出的电压的振幅和相位会根据载波与电压指令的相位差而分别发生变化。因此得知，专利文献1的方法无法恰当地实施过调制时的马达控制。解决问题的技术手段
6.为了解决上述问题，例如采用技术方案中记载的构成。本技术包含多种解决上述问题的技术手段，举其一例，本发明的一种马达控制装置与进行从直流电力向交流电力的功率转换的功率转换器连接，控制使用所述交流电力加以驱动的交流马达的驱动，该马达控制装置具备：电流控制部，其生成与转矩指令相应的电压指令；载波生成部，其生成载波；载波频率调整部，其调整所述载波的频率；以及栅极信号生成部，其使用所述载波对所述电压指令进行脉宽调制，生成用于控制所述功率转换器的动作的栅极信号，所述载波频率调整部以改变所述电压指令与所述载波的相位差的方式调整所述载波的频率，在与所述直流电力与所述交流电力的电压振幅比相应的调制率超过了规定值时，所述电流控制部根据所述载波的相位来修正所述电压指令的振幅及相位。此外，本发明的一种机电一体单元具备：马达控制装置；所述功率转换器，其与所述马达控制装置连接；所述交流马达，其由所述功率转换器驱动；以及齿轮，其传递所述交流马达的旋转驱动力，所述交流马达、所述功率转换器以及所述齿轮成为一体结构。此外，本发明的一种电动车辆系统具备：马达控制装置；所述功率转换器，其与所述马达控制装置连接；以及所述交流马达，其由所述功率转换器驱动，使用所述交流马达的
旋转驱动力来行驶。此外，本发明的一种马达控制方法控制进行从直流电力向交流电力的功率转换的功率转换器的动作，控制使用所述交流电力加以驱动的交流马达的驱动，在该马达控制方法中，生成与转矩指令相应的电压指令，生成载波，以改变所述电压指令与所述载波的相位差的方式调整所述载波的频率，通过使用所述载波对所述电压指令进行脉宽调制来生成用于控制所述功率转换器的动作的栅极信号，在所述电压指令的生成中，在与所述直流电力与所述交流电力的电压振幅比相应的调制率超过了规定值时，根据所述载波的相位来修正所述电压指令的振幅及相位。发明的效果
7.通过本发明，能够恰当地实施过调制时的马达控制。
附图说明
8.图1为本发明的一实施方式的具备马达控制装置的马达驱动系统的整体构成图。图2为表示本发明的第1实施方式的马达控制装置的功能构成的框图。图3为本发明的第1实施方式的载波频率调整部的框图。图4为本发明的第1实施方式的电压相位误差运算部的框图。图5为本发明的基准电压相位运算的概念图。图6为表示将调制率设为1.25(过调制)时的调制波与载波的关系的图。图7为表示电压指令的增益与逆变器输出电压的关系的图。图8为本发明的第1实施方式的电流控制部的框图。图9为表示第1电压相位为30度时的第2电压振幅与第1电压振幅及第2电压相位的关系的图。图10为表示第1电压相位为60度时的第2电压振幅与第1电压振幅及第2电压相位的关系的图。图11为表示第1电压相位为90度时的第2电压振幅与第1电压振幅及第2电压相位的关系的图。图12为表示本发明的第2实施方式的马达控制装置的功能构成的框图。图13为本发明的第2实施方式的载波频率调整部的框图。图14为本发明的第2实施方式的电流控制部的框图。图15为运用了本发明的马达驱动系统的机电一体单元的外观立体图。图16为运用了本发明的马达驱动系统的混合动力汽车系统的构成图。
具体实施方式
9.(第1实施方式)下面，使用附图，对本发明的第1实施方式进行说明。
10.图1为本发明的一实施方式的具备马达控制装置的马达驱动系统的整体构成图。在图2中，马达驱动系统100具备马达控制装置1、永磁铁同步马达(以下简称为“马达”)2、逆变器3、旋转位置检测器41、高压电池5。
11.马达控制装置1根据与从车辆对马达2要求的目标转矩相应的转矩指令t*来生成用于控制马达2的驱动的栅极信号，并输出至逆变器3。再者，马达控制装置1的详情于后文
进行说明。
12.逆变器3具有逆变电路31、pwm信号驱动电路32以及平滑电容器33。pwm信号驱动电路32根据从马达控制装置1输入的栅极信号来生成用于控制逆变电路31所具有的各开关元件的pwm信号，并输出至逆变电路31。逆变电路31具有分别对应于u相、v相、w相的上臂及下臂的开关元件。按照从pwm信号驱动电路32输入的pwm信号来分别控制这些开关元件，由此从高压电池5供给的直流电力被转换为交流电力并输出至马达2。平滑电容器33使从高压电池5供给至逆变电路31的直流电力平滑化。
13.马达2是由从逆变器3供给的交流电力加以旋转驱动的同步马达，具有定子及转子。当从逆变器3输入的交流电力施加至设置在定子中的电枢线圈lu、lv、lw时，在马达2中三相交流电流iu、iv、iw导通，从而在各电枢线圈中产生电枢磁通。在这各电枢线圈的电枢磁通与配置在转子中的永磁铁的磁铁磁通之间产生吸引力、排斥力，由此在转子上产生转矩，旋转驱动转子。
14.在马达2上安装有用于检测转子的旋转位置θ的旋转位置传感器4。旋转位置检测器41根据旋转位置传感器4的输入信号来运算旋转位置θ。旋转位置检测器41的旋转位置θ的运算结果输入至马达控制装置1，在通过马达控制装置1根据马达2的感应电压的相位生成栅极信号来进行的交流电力的相位控制中加以利用。
15.此处，旋转位置传感器4优选为由铁心和绕组构成的旋转变压器，但也可以为gmr传感器等使用磁阻元件或霍耳元件的传感器。此外，旋转位置检测器41也可以不使用来自旋转位置传感器4的输入信号而是使用流至马达2的三相交流电流iu、iv、iw或者从逆变器3施加至马达2的三相交流电压vu、vv、vw来推定旋转位置θ。
16.在逆变器3与马达2之间配置有电流检测构件7。电流检测构件7检测在马达2中流通的三相交流电流iu、iv、iw(u相交流电流iu、v相交流电流iv以及w相交流电流iw)。电流检测构件7例如是使用霍耳电流传感器等来构成。电流检测构件7的三相交流电流iu、iv、iw的检测结果输入至马达控制装置1，用于马达控制装置1所进行的栅极信号的生成。再者，在图2中展示的是电流检测构件7由3个电流检测器构成的例子，但也可将电流检测器设为2个，剩下1相的交流电流利用三相交流电流iu、iv、iw的和为零这一事实来算出。此外，也可以通过插入于平滑电容器33与逆变器3之间的分流电阻等来检测从高压电池5流入至逆变器3的脉冲状的直流电流，根据该直流电流和从逆变器3施加至马达2的三相交流电压vu、vv、vw来出求三相交流电流iu、iv、iw。
17.接着，对马达控制装置1的详情进行说明。图2为表示本发明的第1实施方式的马达控制装置1的功能构成的框图。在图2中，马达控制装置1具有电流指令生成部11、速度算出部12、三相/dq变换电流控制部13、电流控制部14、dq/三相电压指令变换部15、载波频率调整部16、三角波生成部17、栅极信号生成部18的各个功能块。马达控制装置1例如由微电脑构成，可以通过在微电脑中执行规定的程序来实现这些功能块。或者，也可使用逻辑ic或fpga等硬件电路来实现这些功能块的一部分或全部。
18.电流指令生成部11根据输入的转矩t*指令和电源电压hvdc来运算d轴电流指令id*及q轴电流指令iq*。此处，例如使用预先设定的电流指令映射或数式等来求出与转矩指令t*相应的d轴电流指令id*、q轴电流指令iq*。
19.速度算出部12根据旋转位置θ的时间变化来运算表示马达2的旋转速度(转速)的
马达转速ωr。再者，马达转速ωr可以是由角速度(rad/s)或转速(rpm)中的任意一个表示的值。此外，也可相互转换来使用这些值。
20.三相/dq变换电流控制部13对电流检测构件7所检测到的三相交流电流iu、iv、iw进行基于旋转位置检测器41所求出的旋转位置θ的dq变换，运算出d轴电流值id及q轴电流值iq。
21.电流控制部14根据从电流指令生成部11输出的d轴电流指令id*及q轴电流指令iq*与从三相/dq变换电流控制部13输出的d轴电流值id及q轴电流值iq的偏差，以这些值分别一致的方式运算与转矩指令t*相应的d轴电压指令vd*及q轴电压指令vq*。此处，例如通过pi控制等控制方式来求出与d轴电流指令id*与d轴电流值id的偏差相应的d轴电压指令vd*、和与q轴电流指令iq*与q轴电流值iq的偏差相应的q轴电压指令vq*。
22.再者，在本实施方式的马达控制装置1中，电流控制部14的特征在于在逆变器3的输出电压的振幅变得比高压电池5的直流电压大的过调制控制时的d轴电压指令vd*及q轴电压指令vq*的运算方法。在过调制控制时，根据由载波频率调整部16运算的载波相位差δθcarr来分别修正d轴电压指令vd*及q轴电压指令vq*的振幅和相位。这一点将在后文中详细说明。
23.dq/三相电压指令变换部15对电流控制部14所运算出的d轴电压指令vd*及q轴电压指令vq*进行基于旋转位置检测器41所求出的旋转位置θ的三相变换，运算三相电压指令vu*、vv*、vw*(u相电压指令值vu*、v相电压指令值vv*以及w相电压指令值vw*)。由此，生成与转矩指令t*相应的三相电压指令vu*、vv*、vw*。
24.载波频率调整部16根据电流指令生成部11所生成的d轴电压指令vd*及q轴电压指令vq*、旋转位置检测器41所求出的旋转位置θ、速度算出部12所求出的转速ωr、转矩指令t*、电源电压hvdc来运算表示在栅极信号的生成中使用的载波的频率的载波频率fc以及表示基准电压相位θvb与载波的相位的相位差的载波相位差δθcarr。基准电压相位θvb是同步pwm控制中的载波的相位的基准值，在载波频率调整部16进行载波频率fc的运算时求出。即，载波相位差δθcarr表示以基准电压相位θvb为基准的载波的相位。再者，基准电压相位θvb的详情于后文叙述。三角波生成部17按照该载波频率fc来生成载波，由此，以能够抑制在马达2中产生的振动和噪音的方式调整载波的频率。此外，在过调制控制时，电流控制部14根据载波相位差δθcarr来进行d轴电压指令vd*及q轴电压指令vq*的修正。再者，载波频率调整部16的载波频率fc及载波相位差δθcarr的运算方法的详情于后文叙述。
25.三角波生成部17根据载波频率调整部16所运算出的载波频率fc来生成三角波信号(载波信号)tr。
26.栅极信号生成部18使用从三角波生成部17输出的三角波信号tr对从dq/三相电压指令变换部15输出的三相电压指令vu*、vv*、vw*分别进行脉宽调制，生成用于控制逆变器3的动作的栅极信号。具体而言，根据从dq/三相电压指令变换部15输出的三相电压指令vu*、vv*、vw*与从三角波生成部17输出的三角波信号tr的比较结果而针对u相、v相、w相的各相来生成脉冲状的电压。继而，根据生成的脉冲状的电压来生成针对逆变器3的各相的开关元件的栅极信号。此时，分别使各相的上臂的栅极信号gup、gvp、gwp逻辑反相来生成下臂的栅极信号gun、gvn、gwn。栅极信号生成部18所生成的栅极信号从马达控制装置1输出至逆变器3的pwm信号驱动电路32，由pwm信号驱动电路32转换为pwm信号。由此，对逆变电路31的各开
关元件进行接通/断开控制，从而调整逆变器3的输出电压。
27.接着，对马达控制装置1中的载波频率调整部16的动作进行说明。如前文所述，载波频率调整部16根据d轴电压指令vd*及q轴电压指令vq*、旋转位置θ、转速ωr、转矩指令t*、以及电源电压hvdc来运算载波频率fc及载波相位差δθcarr。通过逐次控制三角波生成部17按照该载波频率fc来生成的三角波信号tr的频率，以相对于与转矩指令t*相应的三相电压指令vu*、vv*、vw*的电压波形而载波即三角波信号tr的周期和相位分别变为期望的关系的方式进行调整。再者，此处的所谓期望的关系，例如是指因基于pwm信号的逆变器3的开关动作所引发的高次谐波电流而在马达2中产生的电磁激振力或转矩脉动与因与电压指令相应的基波电流而产生的电磁激振力或转矩脉动为同周期且反相位这样的关系。
28.图3为本发明的第1实施方式的载波频率调整部16的框图。载波频率调整部16具有同步pwm载波数选择部161、电压相位运算部162、调制率运算部163、电压相位误差运算部164、同步载波频率运算部165、载波频率设定部166。
29.同步pwm载波数选择部161根据转速ωr来选择表示同步pwm控制中的对应于电压波形的1周期的载波的数量的同步pwm载波数nc。同步pwm载波数选择部161例如选择3的倍数当中满足nc＝3
×
(2
×
n－1)这一条件式的数作为同步pwm载波数nc。在该条件式中，n表示任意自然数，例如大多选择n＝1(nc＝3)、n＝2(nc＝9)、n＝3(nc＝15)等。此外，也可以通过使用特殊的载波来选定例如nc＝6或nc＝12等即便是3的倍数但不满足上述条件式的数作为同步pwm载波数nc。再者，同步pwm载波数选择部161也可不仅根据转速ωr还根据转矩指令t*来进行同步pwm载波数nc的选择。此外，例如也可设定滞后等在转速ωr上升时和下降时改变同步pwm载波数nc的选择基准。
30.电压相位运算部162根据d轴电压指令vd*及q轴电压指令vq*、旋转位置θ、转速ωr、以及载波频率fc而通过下式(1)～(4)来运算电压相位θv。θv＝θ φv φdqv 0.5π
···
(1)φv＝ωr
·
1.5tc
···
(2)tc＝1/fc
···
(3)φdqv＝atan(vq/vd)
···
(4)
31.此处，φv表示电压相位的运算延迟补偿值，tc表示载波周期，φdqv表示距d轴的电压相位。运算延迟补偿值φv是对从旋转位置检测器41获取到旋转位置θ起到马达控制装置1向逆变器3输出栅极信号为止的期间内产生1.5个控制周期的运算延迟这一情况进行补偿的值。再者，在本实施方式中，在式(1)右边的第4项上加上了0.5π。该运算的目的在于，由于式(1)右边的第1项～第3项中运算的电压相位为cos波，所以要将其视点变换为sin波。
32.调制率运算部163按照下式(5)而根据d轴电压指令vd*及q轴电压指令vq*、电源电压hvdc来运算调制率h。再者，调制率h表示从高压电池5供给至逆变器3的直流电力与从逆变器3输出至马达2的交流电力的电压振幅比。h＝√(vd^2 vq^2)/(hvdc/2)
···
(5)
33.电压相位误差运算部164根据由同步pwm载波数选择部161选择的同步pwm载波数nc、由电压相位运算部162运算出的电压相位θv、由调制率运算部163运算出的调制率h、转速ωr、以及转矩指令t*来运算电压相位误差δθv及载波相位差δθcarr。电压相位误差δθv表示针对逆变器3的电压指令即三相电压指令vu*、vv*、vw*与用于脉宽调制的载波即三角
波信号tr的相位差。电压相位误差运算部164按规定的每一运算周期来运算电压相位误差δθv，由此，可以在载波频率调整部16中以改变针对逆变器3的电压指令与用于脉宽调制的载波的相位差的方式进行三角波信号tr的频率调整。此外，载波相位差δθcarr表示基准电压相位θvb与三角波信号tr的相位差。再者，如前文所述，基准电压相位θvb是同步pwm控制中的载波的相位的基准值。因此，载波相位差δθcarr相当于进行同步pwm控制时的三角波信号tr的相位。
34.同步载波频率运算部165按照下式(6)而根据由电压相位误差运算部164运算出的电压相位误差δθv、转速ωr、以及由同步pwm载波数选择部161选择的同步pwm载波数nc来运算同步载波频率fcs。fcs＝ωr
·
nc
·
(1 δθv
·
k)/(2π)
···
(6)
35.同步载波频率运算部165例如可以通过pll(phase locked loop)控制来运算基于式(6)的同步载波频率fcs。再者，在式(6)中，增益k可设为固定值，也可根据条件来变化。
36.载波频率设定部166根据转速ωr来选择由同步载波频率运算部165运算出的同步载波频率fcs和非同步载波频率fcns中的某一者，并作为载波频率fc输出。非同步载波频率fcns是在载波频率设定部166中预先设定的固定值。再者，也可预先准备好多个非同步载波频率fcns，根据转速ωr来选择其中某一个。例如，能以转速ωr的值越大则非同步载波频率fcns的值便越大的方式在载波频率设定部166中选择非同步载波频率fcns，并作为载波频率fc输出。
37.接着，对载波频率调整部16中的电压相位误差运算部164中的电压相位误差δθv的运算方法的详情进行说明。
38.图4为本发明的第1实施方式的电压相位误差运算部164的框图。电压相位误差运算部164具有基准电压相位运算部1641、载波三角波相位表1644、电压相位差转换部1645、加法部1646、减法部1647。
39.基准电压相位运算部1641根据同步pwm载波数nc和电压相位θv来运算用于固定同步pwm控制中的载波的相位的基准电压相位θvb。通过由基准电压相位运算部1641进行基准电压相位θvb的运算，能使对应于电压相位θv的载波的周期与因基波电流而在马达2中产生的电磁激振力和转矩脉动的周期相互一致。
40.图5为基准电压相位运算部1641所实施的基准电压相位运算的概念图。基准电压相位运算部1641例如像图5所示那样运算在0到2π之间以与同步pwm载波数nc相应的级数呈阶梯状变化的基准电压相位θvb。再者，为了使得说明易于理解，图5中展示的是同步pwm载波数nc为3时的例子，但实际上同步pwm载波数nc优选像前文所述那样设为nc＝3、9或15。或者，也可设为nc＝6或12。
41.在本实施方式中，为了降低处理负荷，例如像图5所示，载波频率调整部16仅在三角载波从最小值(谷)上升至最大值(峰)的区间即波谷分割区间内能够调整载波的频率。在该情况下，在同步载波频率运算部165中像后文所述那样在载波的波谷分割区间内利用电压相位误差δθv来逐次运算同步载波频率fcs，由此实施同步pwm控制。基准电压相位运算部1641算出用于该电压相位误差δθv的运算的基准电压相位θvb，作为像图5所示那样以π/3间隔进行变化的离散值。再者，该基准电压相位θvb的间隔根据同步pwm载波数nc而变化。同步pwm载波数nc越大，基准电压相位θvb的间隔便越小。
42.具体而言，基准电压相位运算部1641按照下式(7)～(8)而根据电压相位θv、同步pwm载波数nc来运算基准电压相位θvb。θvb＝int(θv/θs)
·
θs 0.5θs
···
(7)θs＝2π/nc
···
(8)
43.此处，θs表示每1个载波的电压相位θv的变化幅度，int表示小数点以下的舍去运算。
44.再者，在本实施方式中，以在三角载波从最大值(峰)下降至最小值(谷)的区间即波峰分割区间内基准电压相位θvb变为0rad的方式在基准电压相位运算部1641中按照式(7)～(8)来运算基准电压相位θvb。但是，基准电压相位θvb变为0rad的期间不限于波峰分割区间。只要能使用电压相位θv来运算在0到2π之间以与同步pwm载波数nc相应的级数呈阶梯状变化的基准电压相位θvb，则基准电压相位运算部1641也可通过式(7)～(8)以外的运算方法来进行基准电压相位θvb的运算。
45.载波三角波相位表1644是表示用于减少马达2的电磁激振力和转矩脉动的相位差的表格。此处的所谓相位差，意指相对于基准电压相位θvb的相位差。载波三角波相位表1644是针对转速ωr、转矩指令t*以及调制率h这多个值来分别加以设定。在电压相位误差运算部164中，根据转速ωr、转矩指令t*、调制率h来参考载波三角波相位表1644，由此能确定适于电磁激振力和转矩脉动的减少的相位差。
46.例如通过模拟或实测等而按每一转速ωr、转矩指令t*、调制率h来预先获取减少电磁激振力和转矩脉动的相对于基准电压相位θvb的相位差数据。根据预先获取到的这些相位差数据来设定载波三角波相位表1644。此处，按每一调制率h来设定载波三角波相位表1644的理由是为了补偿因高次谐波电流而产生的电磁激振力和转矩脉动的主导阶次根据调制率h发生变化这一情况。再者，根据载波三角波相位表1644而输出的相位差可为电流相位差或电压相位差中的任意一个。在本实施方式中，从载波三角波相位表1644输出的相位差为电流相位差，在后级的电压相位差转换部1645中进行从电流相位差向电压相位差的转换。
47.电压相位差转换部1645通过对从载波三角波相位表1644输入的电流相位差加上0.5π而将电流相位差转换为电压相位差。此处加上0.5π的理由在于，高次谐波电流与基波电流相比不易受电阻的影响，所以，主要是流至马达2的电感分量的高次谐波电流的微分值(提前0.5π)对马达2的电压产生影响。再者，在像前文所述那样将从载波三角波相位表1644输出的相位差设为电压相位差的情况下，无须设置电压相位差转换部1645。
48.根据转速ωr、转矩指令t*以及调制率h而参考载波三角波相位表1644来决定的上述电压相位差作为前文所述的载波相位差δθcarr从电压相位误差运算部164输出。由此，在载波频率调整部16中，能以基准电压相位θvb为基准来求出表示三角波信号tr的相位的载波相位差δθcarr，并输出至电流控制部14。
49.加法部1646对在基准电压相位运算部1641中运算出的基准电压相位θvb加上在电压相位差转换部1645中运算出的电压相位差，运算出用于减少因高次谐波电流而产生的电磁激振力或转矩脉动的修正基准电压相位θvb2。
50.减法部1647从电压相位θv减去修正基准电压相位θvb2，运算出电压相位误差δθv。
51.像以上说明过的那样，在电压相位误差运算部164中，运算电压相位误差δθv及载波相位差δθcarr。由此，可以根据转速ωr、转矩指令t*、调制率h，以与三相电压指令vu*、vv*、vw*相应的基波电流造成的转矩脉动和电磁激振力被在脉宽调制中使用的载波造成的转矩脉动和电磁激振力抵消的方式决定电压相位误差δθv。其结果是，能以使在马达2中产生的转矩脉动和电磁激振力减少的方式改变针对逆变器3的电压指令与用于脉宽调制的载波的相位差来设定载波频率fc。
52.再者，在载波频率调整部16中，上述处理可在马达2的动力运行驱动时进行，也可在再生驱动时进行。动力运行驱动时，转矩指令t*变为正值，再生驱动时，转矩指令t*变为负值。因而，在载波频率调整部16中，可以根据转矩指令t*的值来实施马达2为动力运行驱动或再生驱动中的哪一种的判断，并根据该判断的结果在电压相位误差运算部164中进行上述那样的运算处理，由此，以使在马达2中产生的转矩脉动和电磁激振力减少的方式改变电压相位误差δθv来设定载波频率fc。
53.接着，对马达控制装置1中的电流控制部14的动作进行说明。如前文所述，本实施方式的马达控制装置1的特征在于在过调制控制时电流控制部14所进行的d轴电压指令vd*及q轴电压指令vq*的运算方法，下面对其详情进行叙述。
54.首先，分别像式(9)、式(10)那样定义调制波vmod和载波vcar。在式(9)中，采用对基波分量重叠3次分量的第3次谐波注入方式来定义调制波vmod。再者，调制波vmod的基波分量相当于从dq/三相电压指令变换部15输出而输入至栅极信号生成部18的三相电压指令vu*、vv*、vw*。该调制波vmod在栅极信号生成部18中与载波vcar进行比较，由此进行脉宽调制。此外，在式(10)中，将三角波生成部17所生成的三角波信号tr定义为载波vcar。vmod＝e
×
sin(ωt) e/6
×
sin(3ωt)
···
(9)vcar＝sin(nc
×
ωt δθcarr)
···
(10)
※
e：电压指令的增益ω：电角度频率t：时间
55.图6为表示将调制率设为1.25(过调制)时的调制波vmod与载波vcar的关系的图。在图6中，(a)展示δθcarr＝0度的情况下的调制波vmod与载波vcar的关系，(b)展示δθcarr＝90度的情况下的调制波vmod与载波vcar的关系，(c)展示δθcarr＝180度的情况下的调制波vmod与载波vcar的关系，(d)展示δθcarr＝270度的情况下的调制波vmod与载波vcar的关系。
56.图7为表示电压指令的增益e与逆变器3的输出电压的关系的图。在图7中，(a)展示δθcarr＝0度、90度、180度、270度的各个情况下也就是图6的(a)～(d)的各个情况下的电压指令的增益e与逆变器3的输出电压相位的关系。此外，(b)展示δθcarr＝0度、90度、180度、270度的各个情况下也就是图6的(a)～(d)的各个情况下的电压指令的增益e与逆变器3的输出电压振幅的关系。再者，图7的(a)所示的逆变器3的输出电压相位是以调制波vmod的相位为基准，相当于调制波vmod与逆变器3的输出电压的相位差。此外，图7的(b)所示的逆变器3的输出电压振幅是以电源电压hvdc为基准，相当于调制率。
57.根据图7得知，电压指令的增益e与逆变器3的输出电压(三相交流电压vu、vv、vw)的关系根据载波相位差δθcarr的值而变化。在图7的(a)中可以确认，逆变器3的输出电压
相位不论电压指令的增益e的值如何都应为0度(无变化)，但在δθcarr＝90度、270度的情况下，在
±
7度的范围内发生变动。该倾向在调制率超过了1.15的过调制时变得明显。此外，在图7的(b)中可以确认，逆变器3的输出电压振幅应与电压指令的增益e成比例地以一定的斜率线性地变化，但在调制率超过了1.15的过调制时，斜率发生变化，而且该斜率根据δθcarr的值而不同。
58.在本实施方式的马达控制装置1中，为了减少像上述那样根据载波相位差δθcarr的值而变化的逆变器3的输出电压的振幅和相位的误差，在电流控制部14中，在过调制时根据δθcarr的值来进行d轴电压指令vd*及q轴电压指令vq*的振幅和相位的修正。由此，能够恰当地实施过调制时的马达控制。下面，使用图8至图11，对其详情进行叙述。
59.图8为本发明的第1实施方式的电流控制部14的框图。电流控制部14具有减法部141a、减法部141b、d轴电流控制部142a、q轴电流控制部142b、调制率运算部143、振幅/相位算出部144、振幅/相位修正部145、修正电压指令算出部146、切换部147。
60.减法部141a求出电流指令生成部11的输出即d轴电流指令id*与三相/dq变换电流控制部13的输出即d轴电流id的偏差。另一方面，减法部141b求出电流指令生成部11的输出即q轴电流指令iq*与三相/dq变换电流控制部13的输出即q轴电流iq的偏差。
61.d轴电流控制部(idacr)142a以由减法部141a算出的电流偏差变为零的方式运算dq坐标轴上的第一d轴电压指令vd1*。另一方面，q轴电流控制部(iqacr)142b以由减法部141b算出的电流偏差变为零的方式运算dq坐标轴上的第一q轴电压指令vq1*。
62.调制率运算部143按照下式(11)(＝式(5))，根据d轴电压指令vd*及q轴电压指令vq*、电源电压hvdc来运算调制率h。再者，如前文所述，调制率h表示从高压电池5供给至逆变器3的直流电力与从逆变器3输出至马达2的交流电力的电压振幅比。h＝√(vd^2 vq^2)/(hvdc/2)
···
(11)
63.振幅/相位算出部144根据由d轴电流控制部142a算出的第一d轴电压指令vd1*和由q轴电流控制部142b算出的第一q轴电压指令vq1*，按照以下的式(12)和式(13)来算出第1电压振幅|v1*|和第1电压相位θ1*。|v1*|＝√(vd1*^2 vq1*^2)
···
(12)θ1*＝atan(vq1*/－vd1*)
···
(13)
64.振幅/相位修正部145根据从载波频率调整部16输入的载波相位差δθcarr来分别修正由振幅/相位算出部144算出的第1电压振幅|v1*|和第1电压相位θ1*，算出第2电压振幅|v2*|及第2电压相位θ2*。例如振幅/相位修正部145将针对载波相位差δθcarr的各种值而预先计算出的第1电压振幅|v1*|与第2电压振幅|v2*|的关系以及第1电压相位θ1*与第2电压相位θ2*的关系作为修正映射信息分别存储。具体而言，以在将前文所述的电压相位误差δθv设为固定的情况下根据第一d轴电压指令vd1*及第一q轴电压指令vq1*而从逆变器3输出的三相交流电压vu、vv、vw的振幅及相位与在电压相位误差运算部164中改变电压相位误差δθv的情况下基于根据第2电压振幅|v2*|及第2电压相位θ2*而决定的第二d轴电压指令vd2*及第二q轴电压指令vq2*而从逆变器3输出的三相交流电压vu、vv、vw的振幅及相位的差分别变为规定的范围内的方式预先制作修正映射信息并存储在振幅/相位修正部145中。于是，根据输入的载波相位差δθcarr、第1电压振幅|v1*|以及第1电压相位θ1*对预先存储的修正映射信息进行映射检索，由此能算出第2电压振幅|v2*|和第2电压相位θ2*。
65.图9、图10、图11分别展示了第1电压相位θ1*为30度、60度、90度时的第2电压振幅|v2*|与第1电压振幅|v1*|及第2电压相位θ2*的关系。具体而言，图9的(a)展示了θ1*＝30度、δθcarr＝0度、90度、180度、270度的各个情况下的|v2*|与θ2*的关系。图9的(b)展示了θ1*＝30度、δθcarr＝0度、90度、180度、270度的各个情况下的|v2*|与|v1*|的关系。图10的(a)展示了θ1*＝60度、δθcarr＝0度、90度、180度、270度的各个情况下的|v2*|与θ2*的关系。图10的(b)展示了θ1*＝60度、δθcarr＝0度、90度、180度、270度的各个情况下的|v2*|与|v1*|的关系。图11的(a)展示了θ1*＝90度、δθcarr＝0度、90度、180度、270度的各个情况下的|v2*|与θ2*的关系。图11的(b)展示了θ1*＝90度、δθcarr＝0度、90度、180度、270度的各个情况下的|v2*|与|v1*|的关系。再者，在图9、图10、图11中，|v1*|和|v2*|全部以调制率的定义进行了标准化。
66.振幅/相位修正部145可以根据图9～图11所示的第2电压振幅|v2*|与第1电压振幅|v1*|及第2电压相位θ2*的关系，例如像以下那样求出第2电压振幅|v2*|及第2电压相位θ2*。
67.首先，振幅/相位修正部145根据输入的第1电压相位θ1*的值来选择图9～图11中的某一者。即，在θ1*＝30度的情况下选择图9，在θ1*＝60度的情况下选择图10，在θ1*＝90度的情况下选择图11。再者，此处，θ1*的值为30度刻度，据此来选择图9～图11中的某一者，但在θ1*的刻度宽度为30度以外的情况下也能运用同样的方法。在该情况下，只要以与θ1*的刻度宽度相对应的程度在振幅/相位修正部145中预先存储好第2电压振幅|v2*|与第1电压振幅|v1*|及第2电压相位θ2*的关系而从中选择与θ1*的值相对应的关系即可。
68.当选择了图9～图11中的某一者时，接着振幅/相位修正部145参考所选择的图来求出与输入的δθcarr和|v1*|的值相对应的|v2*|、θ2*的值。例如在θ1*＝30度、选择了图9的情况下，在图9的(b)中选择与δθcarr的值相对应的|v1*|与|v2*|的关系，根据该关系来求出与|v1*|的值相对应的|v2*|的值。继而，在图9的(a)中选择与δθcarr的值相对应的θ2*与|v2*|的关系，根据该关系来求出与在图9的(b)中求出的|v2*|的值相对应的θ2*的值。由此，可以求出第2电压振幅|v2*|及第2电压相位θ2*。
69.振幅/相位修正部145通过上述那样的方法来分别求出|v2*|、θ2*的值，由此，可以根据从载波频率调整部16输入的载波相位差δθcarr来分别修正第1电压振幅|v1*|和第1电压相位θ1*，算出第2电压振幅|v2*|及第2电压相位θ2*。再者，在图9～图11中是将载波相位差δθcarr的值设定为90度刻度来展示第2电压振幅|v2*|与第1电压振幅|v1*|及第2电压相位θ2*的关系。但也可将载波相位差δθcarr的刻度宽度设为90度以外。通过使刻度宽度更细致，能够提高第2电压振幅|v2*|及第2电压相位θ2*的精度。
70.修正电压指令算出部146利用由振幅/相位修正部145求出的第2电压振幅|v2*|及第2电压相位θ2*，按照以下的式(14)和式(15)来算出第二d轴电压指令vd2*及第二q轴电压指令vq2*。vd1*＝-|v2*|sinθ2*
···
(14)vq1*＝|v2*|cosθ2*
···
(15)
71.切换部147根据由调制率运算部143算出的调制率h的值来选择由d轴电流控制部142a、q轴电流控制部142b分别算出的第一d轴电压指令vd1*及第一q轴电压指令vq1*或者
由修正电压指令算出部146算出的第二d轴电压指令vd2*及第二q轴电压指令vq2*中的任一组合。继而，将所选择的d轴电压指令与q轴电压指令的组合作为电流控制部14的d轴电压指令vd*及q轴电压指令vq*的运算结果加以输出。具体而言，例如在调制率h的值为1.15以下时，选择并输出第一d轴电压指令vd1*与第一q轴电压指令vq1*的组合，在调制率h的值超过了1.15时，从第一d轴电压指令vd1*与第一q轴电压指令vq1*的组合切换至第二d轴电压指令vd2*与第二q轴电压指令vq2*的组合。此时，也可以将切换前后的电压指令的变化率限制在一定值以下，以便在逆变器3的输出电压中不产生切换冲击。此外，也可以在调制率h的上升时和下降时将切换部147进行切换的调制率h设为不同值，由此对切换部147设置滞后来防止振荡。
72.此外，即使在调制率h低于1.15的情况下，逆变器3的输出电压的振幅和相位也会根据载波相位δθcarr的值发生一些变化。因此，在该情况下也可通过上述构成来减少电压振幅和相位的误差。
73.如以上所说明，在调制率h的值为规定值、例如1.15以上时，电流控制部14将由修正电压指令算出部146算出的第二d轴电压指令vd2*及第二q轴电压指令vq2*代替由d轴电流控制部142a、q轴电流控制部142b分别算出的第一d轴电压指令vd1*及第一q轴电压指令vq1*来作为d轴电压指令vd*及q轴电压指令vq*输出。此时，修正电压指令算出部146使用振幅/相位修正部145根据表示载波即三角波信号tr的相位的载波相位差δθcarr而求出的第2电压振幅|v2*|及第2电压相位θ2*来算出第二d轴电压指令vd2*及第二q轴电压指令vq2*。由此，能以改变电压相位误差δθv时的逆变器3的输出电压的振幅和相位的误差分别得以减少而变为规定的范围内的方式根据载波相位差δθcarr来分别修正d轴电压指令vd*及q轴电压指令vq*的振幅及相位。
74.根据以上说明过的本发明的第1实施方式，取得以下作用效果。
75.(1)马达控制装置1与进行从直流电力向交流电力的功率转换的逆变器3连接，控制使用该交流电加以驱动的马达2的驱动，该马达控制装置具备：电流控制部14，其生成与转矩指令t*相应的d轴电压指令vd*及q轴电压指令vq*；三角波生成部17，其生成载波即三角波信号tr；载波频率调整部16，其调整表示三角波信号tr的频率的载波频率fc；以及栅极信号生成部18，其使用三角波信号tr对三相电压指令vu*、vv*、vw*进行脉宽调制，生成用于控制逆变器3的动作的栅极信号。载波频率调整部16以改变表示三相电压指令vu*、vv*、vw*与三角波信号tr的相位差的电压相位误差δθv的方式调整载波频率fc。在与从高压电池5供给至逆变器3的直流电力与从逆变器3输出至马达2的交流电力的电压振幅比的电压振幅比相应的调制率h超过了规定值例如1.15时，电流控制部14根据表示三角波信号tr的相位的载波相位差δθcarr来修正d轴电压指令vd*及q轴电压指令vq*的振幅及相位。由此，能够恰当地实施过调制时的马达控制。
76.(2)电流控制部14以在将电压相位误差δθv设为固定的情况下根据修正前的第一d轴电压指令vd1*及第一q轴电压指令vq1*而从逆变器3输出的三相交流电压vu、vv、vw的振幅及相位与在改变电压相位误差δθv的情况下根据修正后的第二d轴电压指令vd2*及第二q轴电压指令vq2*而从逆变器3输出的三相交流电压vu、vv、vw的振幅及相位的差分别变为规定的范围内的方式修正d轴电压指令vd*及q轴电压指令vq*的振幅及相位。由此，在调制率超过了1.15的过调制时，即便以改变电压相位误差δθv的方式调整载波频率fc，也能在
逆变器3的输出电压中获得期望的电压振幅和电压相位。因此，能在马达2中稳定地输出转矩。
77.(3)载波频率调整部16根据转矩指令t*和马达2的转速ωr、以改变电压相位误差δθv的方式调整载波频率fc。因此，能有效地抑制在马达2中产生的振动和噪音。
78.(4)载波频率调整部16根据转矩指令t*、转速ωr、以及表示供给至逆变器3的直流电力与从逆变器3输出的交流电力的电压振幅比的调制率h来改变电压相位误差δθv。因此，即便在因高次谐波电流而产生的电磁激振力和转矩脉动的主导阶次根据调制率h发生变化、由此马达2的振动和噪音根据调制率h发生变化这样的情况下，也能可靠地补偿该变化而有效地抑制在马达2中产生的振动和噪音。
79.(5)载波频率调整部16通过同步pwm载波数选择部161将同步pwm载波数nc选择为规定的整数值，由此，以载波频率fc变为三相电压指令vu*、vv*、vw*的频率的整数倍的方式调整载波频率fc。因此，以相对于三相电压指令vu*、vv*、vw*的电压波形而载波即三角波信号tr的周期和相位分别变为期望的关系的方式进行调整，从而能可靠地进行同步pwm控制。
80.(6)电流控制部14将上述规定值设为1.15，在调制率h超过了1.15时，修正d轴电压指令vd*及q轴电压指令vq*的振幅及相位。因此，在以改变电压相位误差δθv的方式调整载波频率fc时，在逆变器3的输出电压中的振幅和相位的误差明显增大的过调制时，能够可靠地修正d轴电压指令vd*及q轴电压指令vq*的振幅及相位。
81.(7)也可以将调制率h上升时在电流控制部14中进行d轴电压指令vd*及q轴电压指令vq*的振幅及相位的修正的调制率h的规定值与调制率h下降时在电流控制部14中进行d轴电压指令vd*及q轴电压指令vq*的振幅及相位的修正的调制率h的规定值设为不同值。如此一来，在调制率h隔着规定值而反复上升和下降的情况下，能够防止修正的有无频繁发生切换的振荡。因此，能够抑制逆变器3的输出电压的变动。
82.(第2实施方式)接着，使用附图，对本发明的第2实施方式进行说明。在本实施方式中，对根据同步pwm载波数nc来切换d轴电压指令vd*及q轴电压指令vq*的振幅及相位的修正的有无的例子进行说明。
83.图12为表示本发明的第2实施方式的马达控制装置1的功能构成的框图。本实施方式中的马达控制装置1的构成与第1实施方式中说明过的图2的构成相比，将电流控制部14和载波频率调整部16分别替换成了电流控制部14a、载波频率调整部16a。除此以外的内容与第1实施方式相同，因此在以下省略说明。
84.载波频率调整部16a除了具有第1实施方式中说明过的载波频率调整部16的功能以外还具有输出同步pwm载波数nc的功能。从载波频率调整部16a输出的同步pwm载波数nc输入至电流控制部14a。
85.与第1实施方式中说明过的电流控制部14同样地，电流控制部14a为了减少根据载波相位差δθcarr的值而变化的逆变器3的输出电压的振幅和相位的误差，在过调制时进行基于δθcarr的值的d轴电压指令vd*及q轴电压指令vq*的修正。此时，进而使用从载波频率调整部16a输入的同步pwm载波数nc来切换针对d轴电压指令vd*及q轴电压指令vq*的修正的有无。
86.图13为本发明的第2实施方式的载波频率调整部16a的框图。载波频率调整部16a
与在第1实施方式中于图3中说明过的载波频率调整部16相比，由同步pwm载波数选择部161选择的同步pwm载波数nc会从载波频率调整部16a输出，除此以外具有同样的构成。
87.图14为本发明的第2实施方式的电流控制部14a的框图。电流控制部14a与在第1实施方式中于图8中说明过的电流控制部14相比，将切换部147替换成了切换部147a。除此以外的内容具有与第1实施方式同样的构成。
88.由调制率运算部143算出的调制率h和从载波频率调整部16a输出的同步pwm载波数nc输入至切换部147a。切换部147a根据这些值来选择由d轴电流控制部142a、q轴电流控制部142b分别算出的第一d轴电压指令vd1*及第一q轴电压指令vq1*或者由修正电压指令算出部146算出的第二d轴电压指令vd2*及第二q轴电压指令vq2*中的任一组合。继而，将所选择的d轴电压指令与q轴电压指令的组合作为电流控制部14的d轴电压指令vd*及q轴电压指令vq*的运算结果加以输出。
89.具体而言，例如在满足调制率h的值为1.15以下这一条件和同步pwm载波数nc为规定值以上这一条件中的至少一者的情况下，选择并输出第一d轴电压指令vd1*与第一q轴电压指令vq1*的组合。另一方面，在这些条件都不满足的情况下，即，在调制率h的值超过了1.15而且同步pwm载波数nc小于规定值的情况下，从第一d轴电压指令vd1*与第一q轴电压指令vq1*的组合切换至第二d轴电压指令vd2*与第二q轴电压指令vq2*的组合。由此，除了调制率h以外还考虑表示调制波vmod(三相电压指令vu*、vv*、vw*)的每1周期的载波的数量的同步pwm载波数nc来切换从电流控制部14a输出的d轴电压指令vd*及q轴电压指令vq*的振幅及相位的修正的有无。再者，如前文所述，同步pwm载波数nc优选设为3的倍数。
90.即便在本实施方式的电流控制部14a中，与第1实施方式中说明过的电流控制部14同样地，也可以将切换前后的电压指令的变化率限制在一定值以下或者在调制率h的上升时和下降时对切换部147a设置滞后。进而，在根据同步pwm载波数nc的变化而从第一d轴电压指令vd1*与第一q轴电压指令vq1*的组合切换至第二d轴电压指令vd2*与第二q轴电压指令vq2*的组合的情况下或者与其相反地切换时，也可以分别使切换前后的电压指令的振幅及相位连续地变化。如此一来，可以防止在逆变器3的输出电压中产生切换冲击、实现平顺的马达控制。
91.根据以上说明过的本发明的第2实施方式，电流控制部14a根据表示电压指令的每1周期的载波的数量的同步pwm载波数nc来切换针对d轴电压指令vd*及q轴电压指令vq*的振幅及相位的修正的有无。例如，在同步pwm载波数nc为作为3的倍数的规定整数以上时，优选不进行针对d轴电压指令vd*及q轴电压指令vq*的振幅及相位的修正。因此，在同步pwm载波数nc足够大，因此，即便以改变电压相位误差δθv的方式调整载波频率fc，逆变器3的输出电压中的振幅和相位的误差也足够小的情况下，可以省略针对d轴电压指令vd*及q轴电压指令vq*的振幅及相位的修正。因而，能够减轻马达控制装置1的负荷。
92.(第3实施方式)接着，使用附图，对本发明的第3实施方式进行说明。
93.图15为本发明的第3实施方式中的机电一体单元71的外观立体图。机电一体单元71是包含第1实施方式、第2实施方式中说明过的马达驱动系统100(马达控制装置1、马达2以及逆变器3)而构成。马达2与逆变器3经由母线712在耦合部713相连接。马达2的输出经由齿轮711传递至省略了图示的差动齿轮，从而传递至车轴。再者，在图15中省略了马达控制装置1的图示，但马达控制装置1可以配置在任意位置。
94.该机电一体单元71的特征在于，马达2、逆变器3以及齿轮711是成为一体的结构。在机电一体单元71中，强烈要求这样的一体结构带来的小型化，并且要求与以往同等的高效率性能。因此，通过使用第1实施方式、第2实施方式中说明过的马达控制装置1，能在自如改变电压相位误差δθv的情况下提高调制率而有效利用直流电压。因此，能使马达尺寸小型化，从而能实现小型、高效率的机电一体单元。
95.(第4实施方式)接着，使用图16，对将第1实施方式、第2实施方式中说明过的马达驱动系统100运用于车辆的实施方式进行说明。
96.图16为本发明的第4实施方式的混合动力汽车系统的构成图。如图16所示，本实施方式的混合动力汽车系统具有将马达2用作马达/发电机的动力系。
97.在图16所示的混合动力汽车系统中，在车体800的前部可旋转地轴支承有前轮车轴801，在前轮车轴801的两端设置有前轮802、803。在车体800的后部可旋转地轴支承有后轮车轴804，在后轮车轴804的两端设置有后轮805、806。
98.在前轮车轴801的中央部设置有作为动力分配机构的差动齿轮811，将从发动机810经由变速器812传递的旋转驱动力分配至左右前轮车轴801。
99.设置在发动机810的曲轴上的带轮与设置在马达2的旋转轴上的带轮经由皮带而机械性地连结在一起。
100.由此，马达2的旋转驱动力能传递至发动机810，发动机810的旋转驱动力能传递至马达2。在马达2中，根据马达控制装置1的控制而从逆变器3输出的三相交流电力供给至定子的定子线圈，由此使得转子旋转，产生与三相交流电力相应的旋转驱动力。
101.即，马达2由马达控制装置1控制而作为电动机进行动作，另一方面，作为接受发动机810的旋转驱动力而转子旋转，由此在定子的定子线圈中感应出电动势而产生三相交流电力的发电机进行动作。
102.逆变器3是将从作为高电压(42v或300v)系电源的高压电池5供给的直流电力转换为三相交流电力的功率转换装置，按照运转指令值和转子的磁极位置控制流至马达2的定子线圈的三相交流电流。
103.由马达2发出的三相交流电力由逆变器3转换为直流电力而对高压电池5进行充电。高压电池5经由dc-dc转换器824与低压电池823电连接。低压电池823构成汽车的低电压(14v)系电源，用于使发动机810初始起动(冷起动)的起动机825、收音机、灯等的电源。
104.在车辆处于等待交通信号灯等停车时(怠速停止模式)时，使发动机810停止，在再发车时使发动机810再起动(热起动)时，由逆变器3驱动马达2，使发动机810再起动。再者，在怠速停止模式下，在高压电池5的充电量不足的情况或者发动机810尚未充分热起来等情况下，不停止发动机810而是继续驱动。此外，在怠速停止模式中，须确保空调的压缩机等以发动机810为驱动源的辅机类的驱动源。在该情况下，使马达2驱动来驱动辅机类。
105.在处于加速模式或高负荷运转模式时，也使马达2驱动来辅助发动机810的驱动。反过来，在处于需要高压电池5的充电的充电模式时，借助发动机810使马达2发电而对高压电池5进行充电。即，进行车辆的制动时或减速时等再生模式。
106.在使用第1实施方式、第2实施方式中说明过的马达驱动系统100来实现的图16的混合动力汽车系统中，即便在马达2的磁铁温度超过了规定值的情况下，通过改变线间电压实效值、直流电压(升压系统的情况)、马达转速(发动机发电机的情况)，电压绝对值不会成
为规定的范围，不会产生开关频率的2倍的高次谐波电压。其结果是，能够减少转子磁铁的涡电流损耗，从而能提高电动汽车或混合动力汽车等环保汽车中使用的马达的持续功率。也就是说，能够提升高速下的坡道行驶等连续行驶所需的转矩。
107.再者，本发明不限定于上述实施方式，可以在不脱离本发明宗旨的范围内进行各种变更。符号说明
[0108]1…
马达控制装置，2
…
永磁铁同步马达(马达)，3
…
逆变器，4
…
旋转位置传感器，5
…
高压电池，7
…
电流检测构件，11
…
电流指令生成部，12
…
速度算出部，13
…
三相/dq变换电流控制部，14、14a
…
电流控制部，15
…
dq/三相电压指令变换部，16、16a
…
载波频率调整部，17
…
三角波生成部，18
…
栅极信号生成部，31
…
逆变电路，32
…
pwm信号驱动电路，33
…
平滑电容器，41
…
旋转位置检测器，71
…
机电一体单元，100
…
马达驱动系统，141a、141b
…
减法部，142a
…
d轴电流控制部(idacr)，142b
…
q轴电流控制部(iqacr)，143
…
调制率运算部，144
…
振幅/相位算出部，145
…
振幅/相位修正部，146
…
修正电压指令算出部，147
…
切换部，161
…
同步pwm载波数选择部，162
…
电压相位运算部，163
…
调制率运算部，164
…
电压相位误差运算部，165
…
同步载波频率运算部，166
…
载波频率设定部，711
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齿轮，712
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母线，713
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耦合部，800
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车体，801
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前轮车轴，802
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前轮，803
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前轮，804
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后轮车轴，805
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后轮，806
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后轮，810
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发动机，810a
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带轮，811
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差动齿轮，812
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变速器，823
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低压电池，824
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dc-dc转换器，825
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起动机，1641
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基准电压相位运算部，1644
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载波三角波相位表，1645
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电压相位差转换部，1646
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加法部，1647
…
减法部。