一种基于双模阻抗转换器的Doherty功率放大器

一种基于双模阻抗转换器的doherty功率放大器
技术领域
1.本发明涉及移动通信技术领域，特别是涉及一种基于双模阻抗转换器的doherty功率放大器。


背景技术：

2.具有多个子信道的高阶调制格式信号广泛应用于现代无线通信领域中，在其用于功率放大器时，其高峰均功率比(papr)仍存在挑战，例如，如何在保持饱和输出功率和效率的同时，最大限度地提高输出功率回退(obo)时的效率。针对于此，目前研究人员开发了如逆向功放(outphasing pa)、doherty功放、包络追踪功放、包络消除和恢复功放以及连续功放(sequential pa)等多种技术来满足上述需求，其中，doherty功放因具有简单耐用的特点而被现代基站广泛采用。不断发展的移动通信标准对带宽设计要求逐渐提高，而doherty功放的带宽则受到漏源电容c
ds
、移相线(offset line)以及阻抗变换器等因素的限制，同时，经典doherty功放中需要具有高转换的输出匹配网络(omn)，但输出匹配网络的转换率与带宽成反比。
3.传统的宽带doherty功放主要基于后匹配网络(pmn)而设计，其输出阻抗转换移至doherty功放的主通路和辅助通路汇聚点的后部。但基于低通阻抗匹配网络的后匹配网络通常由多段阶跃阻抗线或并联枝节组成，将不可避免地占用较大面积，且带来更高的损耗，这一不足在高频或片上设计中尤其明显。目前，还有通过吸收c
ds
到阻抗变换器中以增加mmic doherty功放带宽；或通过设计输出匹配网络，无需阻抗变换器和移相线，从而消除其带宽限制；或放置一个lc谐振回路并联在主通路和辅助通路汇聚点上，以形成一个扩展带宽的新合路器等方式来实现在不使用后匹配网络的情况下扩大doherty功放带宽的目的，但是，上述方案的功放带宽明显小于基于后匹配网络的方案，难以满足移动通信中对带宽的需求。


技术实现要素：

4.基于此，有必要针对上述不足，提供一种能够显著减小电路尺寸、可实现高阻抗转换和谐波注入、其性能与传统的后匹配宽带功放媲美的基于双模阻抗转换器的doherty功率放大器。
5.一种基于双模阻抗转换器的doherty功率放大器，包括用于分离两路输入信号的宽带耦合器、与宽带耦合器的输出端连接并作为输入匹配网络的阶跃阻抗线、分别与输入匹配网络连接的主通路和辅助通路、以及连接主通路输出端和辅助通路输出端的输出匹配网络，所述主通路包括主功放管，所述辅助通路包括辅助功放管，所述输出匹配网络包括与主功放管和辅助功放管连接的漏极偏置以及与漏极偏置连接并分别设置在主通路和辅助通路上的两个双模阻抗变换器，所述漏极偏置包括连接主通路和辅助通路的并联枝节，所述并联枝节的远端连接直流供电和旁路电容；所述双模阻抗变换器包括一个终端短路枝节，主通路上的双模阻抗变换器的终端短路枝节和辅助通路上的双模阻抗变换器的终端短
路枝节共同形成一个耦合线带通滤波器，用于在主通路和辅助通路之间建立一个反相二次谐波注入通路。
6.在其中一个实施例中，所述漏极偏置的偏置线长度小于工作频率的四分之一波长。
7.在其中一个实施例中，由宽带耦合器分离的两路输入信号在漏极处的相位差为90
°
。
8.在其中一个实施例中，所述辅助通路上设有用于补偿两路输入信号在漏极处的90
°
相位差的移相线。
9.在其中一个实施例中，所述双模阻抗变换器中终端短路枝节的长度为工作频率上边频的四分之一波长。
10.在其中一个实施例中，所述双模阻抗变换器还用于在两个频点实现复阻抗到实部的变换。
11.实施本发明的基于双模阻抗转换器的doherty功率放大器，该doherty功率放大器基于双模阻抗转换器，能够同时在两个频点实现复阻抗到实部的变换，在于漏极偏置配合后，该双模阻抗转换器的转换比率能显著增大并且波动减小，无需使用后匹配网络，显著减小了电路尺寸；利用该双模阻抗转换器的固有结构可以在主通路和辅助通路之间建立一个反相二次谐波注入通路，以提高高频边带的饱和效率和输出功率，且无需设计额外的桥接，进一步减小了电路尺寸；该doherty功率放大器工作在2.1-3.1ghz频率范围，饱和增益大于7db，最大输出功率为43.3dbm，最大6-db回退和饱和的附加功率效率(pae)分别是53％和61％，其电路性能可以和传统的后匹配型宽带doherty功率放大器相媲美。
附图说明
12.图1为本发明的一个实施例中doherty功率放大器的结构示意图；
13.图2为本发明的一个实施例中doherty功率放大器的简化示意图；
14.图3为本发明的一个实施例中双模阻抗变换器的lc等效电路；
15.图4为本发明的一个实施例中双模阻抗变换器的lc等效电路实部转换特性；
16.图5为本发明的一个实施例中双模阻抗变换器的lc等效电路虚部转换特性；
17.图6为本发明的一个实施例中双模阻抗变换器的微带形式以及其中终端短路枝节产生的二次谐波阻带；
18.图7为本发明的一个实施例中双模阻抗变换器的微带形式的阻抗转换特性；
19.图8为本发明的一个实施例中输出匹配网络中的二次谐波注入通路简化结构示意图；
20.图9为图8所示实施例中二次谐波相位曲线；
21.图10为本发明的一个实施例中饱和态下输出功率为2.6ghz时仿真内电压与电流曲线；
22.图11为本发明的一个实施例中饱和态下输出功率为3ghz时仿真内电压与电流曲线；
23.图12为本发明的一个实施例中doherty功率放大器的仿真小信号性能曲线；
24.图13为本发明的一个实施例中doherty功率放大器的仿真大信号性能曲线；
25.图14为本发明的一个实施例中在输出匹配网络中是否使用谐波注入的仿真性能对比。
具体实施方式
26.为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施方式做详细的说明。在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明。但是本发明能够以很多不同于在此描述的其它方式来实施，本领域技术人员可以在不违背本发明内涵的情况下做类似改进，因此本发明不受下面公开的具体实施例的限制。
27.本发明公开了一种能够显著减小电路尺寸、可实现高阻抗转换和谐波注入、其性能与传统的后匹配宽带功放媲美的基于双模阻抗转换器的doherty功率放大器，该doherty功率放大器实际为紧凑型宽带doherty功率放大器，其通过取消后匹配网络来减小电路尺寸，降低电路设计难度，并通过搭配漏极偏置以及利用双模阻抗转换器自身结构特点，形成反相二次谐波注入通路，以提高高频边带的饱和效率和输出功率，使得最终设计与传统的采用后匹配网络的doherty功率放大器的性能相比拟，以满足移动通信的需要。
28.具体的，请结合图1至图3，本实施例的基于双模阻抗转换器的doherty功率放大器包括用于分离两路输入信号的宽带耦合器、与宽带耦合器的输出端连接并作为输入匹配网络的阶跃阻抗线、分别与输入匹配网络连接的主通路和辅助通路、以及连接主通路输出端和辅助通路输出端的输出匹配网络。其中，宽带耦合器用于将输入的一路射频信号均分为两路，并且两路信号有90
°
相位差，换言之，由宽带耦合器分离的两路输入信号在漏极处的相位差为90
°
。本实施例中，采用anaren公司的型号为11306-3s的宽带耦合器，宽带耦合器的选择不限于此，具有和本产品类似性能的耦合器均可选用。阶跃阻抗线作为输入匹配网络。主通路包括主功放管，辅助通路包括辅助功放管，本实施例中，主功放管与辅助功放管相同，二者均选用cree公司的型号为cgh40010f gan hemt的晶体管，晶体管的选择不限于此。进一步的，主晶体管(主功放管)在软件仿真之后的负载牵引阻抗z
lp
选为20 3j。另外，本实施例中，输出匹配网络包括与主功放管和辅助功放管连接的漏极偏置(drain bias)以及与漏极偏置连接并分别设置在主通路和辅助通路上的两个双模阻抗变换器，漏极偏置包括连接主通路和辅助通路的并联枝节，并联枝节的远端连接直流供电和旁路电容。双模阻抗变换器包括一个终端短路枝节，主通路上的双模阻抗变换器的终端短路枝节和辅助通路上的双模阻抗变换器的终端短路枝节共同形成一个耦合线带通滤波器，用于在主通路和辅助通路之间建立一个反相二次谐波注入通路。本实施例中，输入匹配网络采用两阶级联结构。本实施例中，双模阻抗变换器作为doherty功率放大器输出匹配，在两个频点实现复阻抗到实部的变换，为宽带设计提供了保障，同时其中一部分还构建了反相谐波注入通路。另外，本实施例中，辅助通路上设有用于补偿两路输入信号在漏极处的90
°
相位差的移相线。
29.进一步的，本实施例中，主通路上设有连接宽带耦合器和主功放管的第一输入匹配电路，辅助通路上设有连接宽带耦合器和辅助功放管的第二输入匹配电路，第一输入匹配电路上并联主通路栅极偏置，第二输入匹配电路上并联辅助通路栅极偏置。
30.图2示出了本实施例的doherty功率放大器的简化结构图，其中，z
lp
代表负载牵引阻抗，输出匹配网络在回退态时转换z
lp
到r
l
，在饱和态时转换z
lp
到2r
l
，当r
l
＝50ω就不再需要后匹配网络。图3示出了双模阻抗转换器的lc等效电路图，结合图2与图3，双模阻抗转
换器的输入阻抗，即主功放管或辅助功放管输出端形成的负载牵引阻抗z
lp
按照如下公式计算：
[0031][0032]
本实施例中，l3可忽略，因此z
lp
的实部和虚部能简化为：
[0033][0034][0035]
本实施例中，l1能独立调节x
lp
，同时r
lp
在回退和饱和态时能同时转换为r
l
和2r
l
，即：
[0036][0037]
解式(4)，可得两个正数解：
[0038][0039]
本实施例中，为了实现双模阻抗变换器在两个频点之间从复阻抗到实部的变换，需要使得r
lp
在两个频点(即在回退态和饱和态)的转换。因此，将式(5)代入(2)，得到转换比率为1.5，也就是说，1.5r
lp
＝r
l
，再把r
l
归一化为1，并把频率归一化为w1 w2＝2之后，归一化和的关系可得为：
[0040][0041]
基于公式(6)选择两组和得到的归一化z
lp
如图4和5所示，在图5中，l1＝0。结合图4可以看到，该图中，实线和虚线有两个交点，验证了式(5)。换句话说，在靠近这两个交点的频率范围内，该双模阻抗变换器能用作输出匹配网络。对一个感性lc谐振回路来说，这两个交点互相迫近能形成一个带宽约为δw的宽带设计。但是该设计有一个局限，也就是在处有一个波峰，此时这意味着转换比率下降，最终将恶化功率放大器的效率和输出功率。图5所示在δw的范围内单调递减，其符合功放设计的特点，因为在晶体管中有大量的寄生容抗，它们随着频率增大而越来越显著。同时对于一个感性lc谐振回路而言，其虚部的波动更小，这符合宽带功放的设计要求。
[0042]
另外，本实施例中，lc等效电路也可以用微带线来实现。本实施例中，对doherty功率放大器设置短枝节漏极偏置和不含漏极偏置两种情况进行分析，以判断对电路转换比率的影响。具体的，请结合图6，分析的第一步假设无偏置枝节，则该微带双模阻抗变换器的级联矩阵为：
[0043][0044]
根据式(7)可以解出输出匹配网络的s
21
同时其输入阻抗z
lpt
也能计算得到。由于l3可忽略,并且z
c3
和θ
c3
均为小值。感性的lc谐振回路可以由大z
c2
的并联终端短路枝节θ
c2
实现。z
c1
和θ
c1
可用来调节阻抗匹配和后续的谐波注入。此外，该并联枝节能够在频率2fn产生陷波，因此，如果基于该双模阻抗变换器的功放工作在频率fn，其由晶体管的非线性产生的二次谐波将被抑制。
[0045]
图7显示了输入阻抗z
lpt
的特性，其与图4与图5中的(和)相似。本实施例中，图6与图7中的z
c1
＝32,z
c2
＝70,z
c3
＝24ω,θ
c1
＝20
°
,θ
c2
＝70
°
,θ
c3
＝13
°
,θb＝30
°
,r
l
＝50ω。其中，图7中的虚线代表了转换比率为1.5，参照对图4的分析，所设计的doherty功率放大器希望工作在δf范围内，其中z
lpt
的实部r
lpt
呈现抛物线且x
lpt
持续减小。对于实线，波峰处r
lpt
≈r
l
，意味着在中心频率f0时，转换比率变小，同时如图6在δf范围内损耗大，降低功放效率。
[0046]
一实施例中，漏极偏置的偏置线长度小于工作频率的四分之一波长。进一步的，双模阻抗变换器中终端短路枝节的长度为工作频率上边频的四分之一波长，以形成二次谐波阻带，防止其向射频输出端(rfout)传输。本实施例中，通过在输出匹配网络上加上一个较短的偏置线θb可以改善z
lpt
：如图7虚线所示，减小θb可显著增加转换比率，并且它的实部r
lpt
和虚部x
lpt
有更小的波动，这有助于宽带pa的设计。尤其的，在波峰处r
lpt
从大约50ω降为24ω时，波峰的转换率加倍，从而使得双模阻抗变换器的固有缺点被改善。
[0047]
传统的doherty功率放大器通过额外信号源和复杂的电路，从外部注入谐波实现对功率放大器的基波整形，以提高其性能，使得电路结构复杂，电路尺寸大。由于doherty功率放大器本身就有两条通路，这可以用来谐波互射，其要求输出匹配网络能够抑制谐波并且在两条通路之间创建一个桥接，以引导谐波通过，且该桥接能够阻隔基波。本实施例中，由于并联枝节θ
c2
会在2fn处产生陷波，因此，如果基于该双模阻抗变换器的doherty功率放大器工作在fn时，其二次谐波将会被抑制。同时，如图8所示的主通路和辅助通路的两个并联枝节可以形成一个耦合线带通滤波器，可以抑制fn(s
21
《-13db)，而让2fn通过。本实施例通过在输入端使用一个宽带耦合器分离输入信号，使得在漏极两路信号的相移在fn是90
°
，而在2fn是180
°
。进一步参阅图9，通过调节θ
c1
和θ
p1
使得注入通路的相位在2fn接近0
°
，因此所设计的谐波注入是反相的。该通路在图中已经被双箭头线标注，即双模阻抗变换器在主通路和辅助通路之间建立了一个反相二次谐波注入通路。值得注意的是，由于严格的相位限制，在通过双模阻抗变换器注入反相二次谐波的操作为窄带操作，本实施例中，辅助功放管在饱和状态产生谐波，因此该谐波注入只会提高饱和态性能，并且只在工作频率的上边频起作用。
[0048]
图10与图11显示出了主通路上内在电压和电流波形，其中，图10所示的分叉电流由谐波引起，在引入反相谐波注入后，如图11所示分叉消失，电压上升，这意味着更高的输出功率。电流和电压波形展现出标准的半正弦波形式，类似于乙类功率放大器。同时阴影标注的重叠部分变小，提高了效率。
[0049]
图12示出了本实施例的doherty功率放大器的仿真小信号性能，可见在2.1-3.1ghz的范围内小信号增益大于10db，回波损耗小于-14db。图13示出了本实施例的
doherty功率放大器的仿真大信号性能，可见在回退和饱和态的最大pae分别是53％和61％，在36dbm输出功率时小信号增益大于9.5db，其中最大输出功率为43.3dbm，为了方便对doherty功率放大器的仿真大信号性能进行展示，本实施例中，将图13拆解为左右两幅图，以便分析多个大信号下doherty功率放大器的功率-增益关系。另外，请参阅图14，图14比较了有无使用反相谐波注入的性能，可见回退效率无明显变化，但高频的饱和效率和输出功率得到显著改善，由于相位的失配低频的性能略微恶化，有反相谐波注入下从2.1到3.1ghz的频率范围内回退pae从43.3％到53％，饱和pae从50.5％到61％，输出功率从42.6到43.3dbm。
[0050]
实施本发明的基于双模阻抗转换器的doherty功率放大器，其有别于传统的后匹配功放，可以在doherty功率放大器设计中实现高阻抗转换和谐波注入。本发明所涉及的紧凑型宽带doherty功率放大器基于双模阻抗变换器，其性能与传统的后匹配宽带功放相媲美。由于去除了后匹配网络，所设计的宽带doherty功率放大器占用的电路面积非常小，整个输出匹配网络尺寸只有19
×
37mm2，其适用于实现宽带和多标准小蜂窝基站，并且易于集成到片上设计中。
[0051]
以上所述实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。
[0052]
以上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。因此，本发明专利的保护范围应以所附权利要求为准。