一种适用于大多径时延扩展的OFDM系统信道估计方法、介质及装置与流程

一种适用于大多径时延扩展的ofdm系统信道估计方法、介质及装置
技术领域
1.本发明涉及无线通信技术领域，具体而言，涉及一种适用于大多径时延扩展的ofdm系统信道估计方法、介质及装置。


背景技术：

2.当前ofdm系统，大多采用基于ifft降噪滤波的内插方案和基于时频偏补偿的内插方案，两种方案都是基于ls估计结果进行内插，进而获取整个信道的信道估计结果。
3.对于基于ifft降噪滤波的内插方案，其核心原理在于使用ifft变换获取信道衰减因子的时域冲击响应，并根据其分布特征过滤掉噪声。该方案优势在于可显著降低噪声造成的信道估计误差，劣势在于对于时延较大的应用场景适应性较差，处理复杂度较高，且要求信号传输占用的子载波资源连续，会影响ofdm系统资源分配的灵活性，因此已较少使用。
4.对于基于时频偏补偿的内插方案，其核心原理在于使用时频偏补偿获取近似平坦的信道衰减因子，并基于其使用线性内插获取全频带全时域的信道衰减因子估计结果。该方案优势在于对时延较大的应用场景适应性较好，处理复杂度相对较低。
5.如图1所示，基于时频偏补偿的内插方案的典型处理过程如下：
6.step 1：ls估计，基于下式获取ls估计结果
[0007][0008]
其中，l
dmrs
表示dmrs所在的ofdm符号序号，l
dmrs_min
≤l
dmrs
≤l
dmrs_max
，l
dmrs_min
和l
dmrs_min
分别表示dmrs所在的ofdm符号序号的最小值和最大值；
[0009]
step 2：时偏估计，基于下式获取频偏补偿因子
[0010][0011][0012][0013]
其中，n
to_est_win
和n
to_est_win_size
分别表示时频估计窗个数和估计窗大小，且n
to_est_win
*n
to_est_win_size
＝n
total_sc
，n
to_est_win_size
可被m整除。
[0014]
step 3：基于下式计算时偏补偿因子
[0015][0016]
0≤k《n
ce_win_size
[0017]
step 5：基于下式进行时偏补偿，结果记为
[0018][0019][0020]
step 6：基于下式进行频域内插，结果记为
[0021][0022][0023]
step 7：基于下式进行时偏去补偿，结果即为信道估计结果，记为
[0024][0025]
0≤k《n
ce_win_size
,0≤m《n
ce_win
[0026]
step 8：频偏估计，基于下式获取频偏补偿因子
[0027][0028][0029][0030]
特别的，若l
dmrs_min
＝l
dmrs_max
，即只有1个分布有dmrs的ofdm符号，恒为1；
[0031]
step 9：基于下式计算频偏补偿因子
[0032][0033]
0≤k《n
ce_win_size
[0034]
step 10：基于下式进行频偏补偿，结果记为
[0035][0036]
step 11：基于下式进行时域内插，结果记为
[0037][0038]
step 12：基于下式进行频偏去补偿，结果即为信道估计结果，记为12：基于下式进行频偏去补偿，结果即为信道估计结果，记为
[0039]
其中，相应符号含义如下：
[0040]
l表示ofdm符号序号，默认范围0≤l《n
symb
，表示使用的总ofdm符号个数；
[0041]
k表示子载波序号，默认范围0≤k《n
total_sc
，表示使用的总子载波个数；
[0042]
m表示信道估计窗序号，0≤m《n
ce_win
，n
ce_win
＝n
total_sc
/n
ce_win_size
表示信道估计窗总数，n
ce_win_size
表示信道估计窗大小，可整除n
total_sc
；
[0043]
v表示流序号，默认范围0≤v《n
t
；
[0044]
p表示接收天线序号，默认范围0≤p《nr；
[0045]
β
dmrs_offset
表示dmrs信号的发送功率偏置；
[0046]
m表示dmrs在频域的分布间隔，且可整除n
ce_win_size
；
[0047]
表示第v层在时频位置(l,k)上发送的dmrs信号；
[0048]rp
(l,k)表示第p根接收天线上的在时频位置(l,k)上接收的频域信号。
[0049]
显然，该方案设计的核心前提是在连续n
ce_win_size
个子载波上，无线信道在频谱上是平坦的，即没有频率选择性衰落。基于这一前提，对连续n
ce_win_size
个子载波上的信道估计结果求取平均值，可以起到降低信道估计误差的效果，且在假定dmrs均匀分布条件下n
ce_win_size
取值越大，降低信道估计误差的效果越明显。


技术实现要素：

[0050]
本发明旨在提供一种适用于大多径时延扩展的ofdm系统信道估计方法、介质及装置，以解决在大多径扩展信道条件下，多径时延扩展较大，若使用传统方案，n
ce_win_size
取值需要设计得很小(多径时延扩展越大，相干带宽越小)，这会导致信道估计误差无法被有效降低，进而导致系统性能下降的问题。
[0051]
本发明提供的一种适用于大多径时延扩展的ofdm系统信道估计方法，包括如下步骤：
[0052]
step 1：ls估计，基于下式获取ls估计结果
[0053][0054]
其中，l
dmrs
表示dmrs所在的ofdm符号序号，l
dmrs_min
≤l
dmrs
≤l
dmrs_max
，l
dmrs_min
和l
dmrs_min
分别表示dmrs所在的ofdm符号序号的最小值和最大值；
[0055]
step 2：时偏估计，基于下式获取时偏补偿因子
[0056][0057][0058][0059]
其中，n
to_est_win
和n
to_est_win_size
分别表示时频估计窗个数和估计窗大小，且n
to_est_win
*n
to_est_win_size
＝n
total_sc
，n
to_est_win_size
可被m整除；
[0060]
step 3：频偏估计，基于下式获取频偏补偿因子
[0061][0062][0063][0064]
step 4：基于下式计算时频偏联合补偿因子
[0065][0066]
0≤k《n
ce_win_size
[0067]
step 5：基于下式进行时频偏联合补偿，结果记为5：基于下式进行时频偏联合补偿，结果记为
[0068][0069]
step 6：基于下式进行时频域二维内插，结果记为6：基于下式进行时频域二维内插，结果记为
[0070][0071]
0≤k《n
ce_win_size
,0≤m《n
ce_win
[0072]
step 7：基于下式进行时频偏联合去补偿，结果即为信道估计结果，记为
[0073][0074]
0≤l《n
slot_symb
,0≤k《n
ce_win_size
,0≤m《n
ce_win
[0075]
上述式中参数含义如下：
[0076]
l表示ofdm符号序号，默认范围0≤l《n
symb
，n
symb
表示使用的总ofdm符号个数；
[0077]
k表示子载波序号，默认范围0≤k《n
total_sc
，n
total_sc
表示使用的总子载波个数；
[0078]
m表示信道估计窗序号，0≤m《n
ce_win
，n
ce_win
＝n
total_sc
/n
ce_win_size
表示信道估计窗
总数，n
ce_win_size
表示信道估计窗大小，可整除n
total_sc
；
[0079]
v表示流序号，默认范围0≤v《n
t
；
[0080]
p表示接收天线序号，默认范围0≤p《nr；
[0081]
β
dmrs_offset
表示dmrs信号的发送功率偏置；
[0082]
m表示dmrs在频域的分布间隔，且可整除n
ce_win_size
；
[0083]mfilter
表示三阶拟合多项式滤波器的阶数，该滤波器的非零滤波系数个数为2m
filter
1；
[0084]
α(δk)表示三阶拟合多项式滤波器的滤波系数；
[0085]
表示第v层在时频位置(l,k)上发送的dmrs信号；
[0086]rp
(l,k)表示第p根接收天线上的在时频位置(l,k)上接收的频域信号。
[0087]
特别地，若l
dmrs_min
＝l
dmrs_max
，即只有1个分布有dmrs的ofdm符号，恒为1。
[0088]
进一步地，所述三阶拟合多项式滤波器的滤波系数α(δk)基于最小军方误差原则计算得到。
[0089]
进一步地，所述三阶拟合多项式滤波器的滤波系数α(δk)的计算方法为：
[0090]
(1)采用下式分别计算s0、s2和s4：
[0091][0092]
(2)采用下式分别计算f0(i)和f2(i)：
[0093]fk
(i)＝ik[0094]
(3)采用下式计算α(δk)：
[0095][0096]
本发明还提供一种计算机终端存储介质，存储有计算机终端可执行指令，所述计算机终端可执行指令用于执行如上述的适用于大多径时延扩展的ofdm系统信道估计方法。
[0097]
本发明还提供一种计算装置，包括：
[0098]
至少一个处理器；以及与所述至少一个处理器通信连接的存储器；其中，所述存储器存储有可被所述至少一个处理器执行的指令，所述指令被所述至少一个处理器执行，以使所述至少一个处理器能够执行如上述的适用于大多径时延扩展的ofdm系统信道估计方法。
[0099]
综上所述，由于采用了上述技术方案，本发明的有益效果是：
[0100]
本发明在严重多径的无线信道条件下，可对高码率数据传输解调性能条件下有明显提升。
附图说明
[0101]
为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例中的附图作简单地
介绍，应当理解，以下附图仅示出了本发明的某些实施例，因此不应被看作是对范围的限定，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他相关的附图。
[0102]
图1为现有技术中基于时频偏补偿的内插方案的流程图。
[0103]
图2为本发明实施例中适用于大多径时延扩展的ofdm系统信道估计方法的流程图。
[0104]
图3为本发明的适用于大多径时延扩展的ofdm系统信道估计方法与传统方案的bler性能对比图。
[0105]
图4为本发明的适用于大多径时延扩展的ofdm系统信道估计方法与传统方案的bler曲线对比图。
具体实施方式
[0106]
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中描述和示出的本发明实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。
[0107]
因此，以下对在附图中提供的本发明的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本发明的范围，而是仅仅表示本发明的选定实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
[0108]
实施例
[0109]
如图2所示，本实施例提出一种适用于大多径时延扩展的ofdm系统信道估计方法，包括如下步骤：
[0110]
step 1：ls估计，基于下式获取ls估计结果
[0111][0112]
其中，l
dmrs
表示dmrs所在的ofdm符号序号，l
dmrs_min
≤l
dmrs
≤l
dmrs_max
，l
dmrs_min
和l
dmrs_min
分别表示dmrs所在的ofdm符号序号的最小值和最大值；
[0113]
step 2：时偏估计，基于下式获取时偏补偿因子
[0114][0115][0116][0117]
其中，n
to_est_win
和n
to_est_win_size
分别表示时频估计窗个数和估计窗大小，且n
to_est_win
*n
to_est_win_size
＝n
total_sc
，n
to_est_win_size
可被m整除；
[0118]
step 3：频偏估计，基于下式获取频偏补偿因子
[0119][0120][0121][0122]
特别地，若l
dmrs_min
＝l
dmrs_max
，即只有1个分布有dmrs的ofdm符号，恒为1。
[0123]
step 4：基于下式计算时频偏联合补偿因子
[0124][0125]
0≤k《n
ce_win_size
[0126]
step 5：基于下式进行时频偏联合补偿，结果记为5：基于下式进行时频偏联合补偿，结果记为
[0127][0128]
step 6：基于下式进行时频域二维内插，结果记为
[0129][0130][0131]
0≤k《n
ce_win_size
,0≤m《n
ce_win
[0132]
进行频域上三次多项式拟合、时域上平均值拟合的时频二维内插，相比现有技术：频域上三次多项式拟合可更好地逼近信道衰减因子，频域估计窗也可设计得更大(三次多项式拟合方案允许频域估计窗带宽内存在一定程度的频率选择性衰落)，进而可更加有效降低信道估计误差。
[0133]
step 7：基于下式进行时频偏联合去补偿，结果即为信道估计结果，记为
[0134][0135]
0≤l《n
slot_symb
,0≤k《n
ce_win_size
,0≤m《n
ce_win
[0136]
上述式中参数含义如下：
[0137]
l表示ofdm符号序号，默认范围0≤l《n
symb
，n
symb
表示使用的总ofdm符号个数；
[0138]
k表示子载波序号，默认范围0≤k《n
total_sc
，n
total_sc
表示使用的总子载波个数；
[0139]
m表示信道估计窗序号，0≤m《n
ce_win
，n
ce_win
＝n
total_sc
/n
ce_win_size
表示信道估计窗总数，n
ce_win_size
表示信道估计窗大小，可整除n
total_sc
；
[0140]
v表示流序号，默认范围0≤v《n
t
；
[0141]
p表示接收天线序号，默认范围0≤p《nr；
[0142]
β
dmrs_offset
表示dmrs信号的发送功率偏置；
[0143]
m表示dmrs在频域的分布间隔，且可整除n
ce_win_size
；
[0144]mfilter
表示三阶拟合多项式滤波器的阶数，该滤波器的非零滤波系数个数为2m
filter
1；
[0145]
α(δk)表示三阶拟合多项式滤波器的滤波系数；
[0146]
表示第v层在时频位置(l,k)上发送的dmrs信号；
[0147]rp
(l,k)表示第p根接收天线上的在时频位置(l,k)上接收的频域信号。
[0148]
其中，所述三阶拟合多项式滤波器的滤波系数α(δk)基于最小军方误差原则计算得到。具体如下：
[0149]
(1)采用下式分别计算s0、s2和s4：
[0150][0151]
(2)采用下式分别计算f0(i)和f2(i)：
[0152]fk
(i)＝ik[0153]
(3)采用下式计算α(δk)：
[0154][0155]
如图3所示，基于3gpp定义的nlos的“tdl-a”信道模型，设定归一化多径时延为300ns、使用ldpc编码且编码效率0.86、qpsk调制条件下，其中ideal曲线表示理想信道估计对应的bler性能曲线，average曲线表示传统方案对应的bler性能曲线，smooth fitler曲线表示本方案对应的bler性能曲线，可以看出，本发明的bler性能提升大于6db。
[0156]
如图4所示，基于3gpp定义的nlos的“tdl-a”信道模型，设定归一化多径时延为300ns、使用ldpc编码且编码效率0.97、qpsk调制条件下，其中ideal曲线表示理想信道估计对应的bler性能曲线，average曲线表示传统方案对应的bler性能曲线，smooth fitler曲线表示本方案对应的bler性能曲线，可以看出，传统方案已经无法使bler曲线收敛，而使用本发明可使bler曲线收敛。
[0157]
综上，使用本发明，在严重多径的无线信道条件下，可对高码率数据传输解调性能条件下有明显提升。
[0158]
此外，在一些实施例中，提出一种计算机终端存储介质，存储有计算机终端可执行指令，所述计算机终端可执行指令用于执行如前文实施例所述的适用于大多径时延扩展的ofdm系统信道估计方法。计算机存储介质的示例包括磁性存储介质(例如，软盘、硬盘等)、光学记录介质(例如，cd-rom、dvd等)或存储器，如存储卡、rom或ram等。计算机存储介质也可以分布在网络连接的计算机系统上，例如是应用程序的商店。
[0159]
此外，在一些实施例中，提出一种计算装置，包括：至少一个处理器；以及与所述至少一个处理器通信连接的存储器；其中，所述存储器存储有可被所述至少一个处理器执行的指令，所述指令被所述至少一个处理器执行，以使所述至少一个处理器能够执行如前文实施例所述的适用于大多径时延扩展的ofdm系统信道估计方法。计算装置的示例包括pc机、平板电脑、智能手机或pda等。
[0160]
以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。