一种模块化多电平换流器输出谐波优化控制方法与流程

1.本发明涉及一种模块化多电平换流器输出谐波优化控制方法，属于大功率多电平电力电子变换器技术领域。


背景技术：

2.由于模块化的结构、灵活的可扩展性、低功率器件应力、高效率以及对滤波器的要求低等特点，模块化多电平换流器(mmc)近年来在中高压大功率工业应用领域得到了广泛应用，例如高压直流输电系统，柔性交流输电系统、中压电机驱动、统一潮流控制器和电力电子变压器等。
3.mmc的子模块电容电压降低控制方法有很多优点，它可以降低功率器件和子模块电容的电压应力，降低变换器损耗，提高功率器件和子模块电容的可靠性。此外，它可以避免子模块故障情况下和低频运行条件下mmc的过压，从提高mmc的可靠性。
4.针对mmc的子模块电容电压降低控制方法，现有技术仅仅关注了mmc的子模块电容电压降低控制方法的优势，而忽略了该控制方法可能恶化mmc的输出谐波特性。因此，针对mmc的子模块电容电压降低控制方法下mmc输出谐波特性，需要提出一种优化的控制方法。


技术实现要素：

5.本发明所要解决的技术问题是：提供一种模块化多电平换流器输出谐波优化控制方法，该方法通过计算缩放系数修正桥臂参考波，使得子模块电容电压降低到优化的低电压，通过计算上下桥臂三角载波的移相角得到上下桥臂三角载波的相位。当采用该方法时，在保证mmc在低子模块电容电压工作的前提下，不仅可以消除mmc输出电流的等效开关频率的奇数倍谐波及其边带谐波，还可以提高输出谐波的最低频率，有效改善电能质量，减小滤波器体积。
6.本发明为解决上述技术问题采用以下技术方案：
7.一种模块化多电平换流器输出谐波优化控制方法，所述模块化多电平换流器的三相各包含上桥臂和下桥臂，每个所述上桥臂与下桥臂均包含数量相同的多个子模块；所述的优化控制方法包括如下步骤：
8.(1)检测所述模块化多电平换流器三相输出电压和电流，并且计算调制度；
9.(2)计算优化的缩放系数和优化的上下桥臂三角载波的移相角；
10.(3)通过外环控制器、内环控制器和环流环控制器得到所述模块化多电平换流器的上桥臂参考波与下桥臂初始参考波，并且均乘以系数，得到优化的上桥臂参考波与下桥臂参考波；
11.(4)通过将所述上桥臂参考波和上桥臂的三角载波进行比较，得到上桥臂投入的子模块数目；通过将所述下桥臂参考波和下桥臂的三角载波进行比较，得到下桥臂投入的子模块数目；子模块电容电压被调节为优化的低电压。
12.可选地，所述步骤(2)中的系数的计算方法包括以下步骤：
13.根据所述调制度计算得到缩放系数k的范围[1，k
max
]，其中m为所述调制度；
[0014]
根据k的范围计算优化的缩放系数k
opt
，所述的系数k
opt
＝max[1,1 1/n,1 2/n,
···
]，n为每个所述上桥臂或下桥臂的子模块的个数。
[0015]
可选地，当每个所述上桥臂或下桥臂的子模块的个数为奇数时，所述的移相角α
opt
＝(k
opt-1)π；当每个所述上桥臂或下桥臂的子模块的个数为偶数时，所述的移相角其中，k
opt
为所述系数，n为每个所述上桥臂或下桥臂的子模块的个数。
[0016]
可选地，所述的子模块电容电压被调节为优化的低电压，为：其中，u
rc
为模块化多电平换流器的子模块电容电压的额定值，k
opt
为所述系数。
[0017]
可选地，所述步骤(4)中，所述上桥臂的三角载波之间的相位差为2π/n，所述下桥臂的三角载波之间的相位差为2π/n，其中n为每个所述上桥臂或下桥臂的子模块的个数；上桥臂的三角载波与下桥臂的三角载波之间的相位差等于所述移相角。
[0018]
可选地，每个所述子模块包括两个功率开关、反并联二极管与子模块电容。
[0019]
一种计算机可读的存储介质，存储有指令，所述指令执行时，能够实现上述的优化控制方法。
[0020]
本发明采用以上技术方案与现有技术相比，具有以下技术效果：
[0021]
1、本发明提出的模块化多电平换流器输出谐波优化控制方法，在保证mmc在低电容电压下工作的前提下，不仅可以消除mmc输出电流的等效开关频率的奇数倍谐波及其边带谐波，还可以提高输出谐波的最低频率，有效改善电能质量，减小滤波器体积。
[0022]
2、本发明提出的模块化多电平换流器输出谐波优化控制方法，仅需修改桥臂参考波和三角载波的相位，无需改变mmc的硬件电路结构，且易于在现有的mmc系统中实施，具有较强的实用性。
附图说明
[0023]
图1是本发明的三相mmc拓扑及模块结构图；
[0024]
图2是本发明的优化方法在mmc的j相的示意图。
具体实施方式
[0025]
下面详细描述本发明的实施方式，所述实施方式的示例在附图中示出。下面通过参考附图描述的实施方式是示例性的，仅用于解释本发明，而不能解释为对本发明的限制。
[0026]
本发明所提出的一种mmc输出谐波优化控制方法，该方法通过计算缩放系数修正桥臂参考波，使得子模块电容电压降低到优化的低电压，通过计算上下桥臂三角载波的移相角得到上下桥臂三角载波的相位。当采用该方法时，在保证mmc在低子模块电容电压工作的前提下，不仅可以消除mmc输出电流的等效开关频率的奇数倍谐波及其边带谐波，还可以提高输出谐波的最低频率，有效改善电能质量，减小滤波器体积。
[0027]
在本发明的一些示例中，公开了一种mmc输出谐波优化控制方法，其中mmc拓扑结
构如图1所示。mmc的每一相都包含一个上桥臂和一个下桥臂。每个桥臂包含n个相同的半桥子模块和一个桥臂电感l。每个子模块包括两个功率开关t1和t2，两个反并联二极管，以及一个子模块电容c。mmc的直流侧电压为u
dc
。
[0028]
如图2所示为所提出的优化方法在mmc的j相(j＝a、b、c)的示意图，包括如下步骤：
[0029]
(1)检测mmc三相输出电压和电流，并且计算调制度m。
[0030]
(2)计算优化的缩放系数k
opt
和优化的上下桥臂三角载波的移相角α
opt
。
[0031]
(3)通过外环控制器和内环控制器得到参考电压u
j_ref
，通过环流环控制器得到用来消除二倍频环流谐波的参考电压u
j_2f_ref
。根据u
j_ref
,u
j_2f_ref
和直流侧电压u
dc
，可以得到三相mmc的上下桥臂初始参考波y
pj_ref0
和y
nj_ref0
。y
pj_ref0
和y
nj_ref0
分别乘以系数k
opt
，可以得到优化的上下桥臂参考波y
pj_ref
和y
nj_ref
。
[0032]
(4)通过将优化的上桥臂参考波y
pj_ref
和上桥臂的n个三角载波进行比较，得到上桥臂投入的子模块数目n
pj
；优化的下桥臂参考波y
nj_ref
和下桥臂的n个三角载波进行比较，得到下桥臂投入的子模块数目n
nj
。最后，通过基于电容电压排序的子模块电容电压的均压控制，根据上下桥臂投入的子模块数目n
pj
和n
nj
，子模块电容电压排序的结果和桥臂电流的方向，可以得到上桥臂和下桥臂每一个子模块的pwm驱动信号。此时，mmc的子模块电容电压被调节为优化的低电压u
c_opt
，输出电流的等效开关频率(等效开关频率为功率器件开关频率的n倍)的奇数倍谐波及其边带谐波可以被消除，有效改善电能质量，减小滤波器体积。
[0033]
上述步骤(2)中的k
opt
，具体计算过程为：
[0034]
首先根据调制度m计算得到缩放系数k的范围[1，k
max
]，k
max
的计算公式为然后根据k的范围计算优化的缩放系数k
opt
，k
opt
的计算公式为k
opt
＝max[1,1 1/n,1 2/n,
···
]。
[0035]
上述步骤(2)中的α
opt
，具体计算过程为：当n为奇数时，α
opt
通过α
opt
＝(k
opt-1)π计算得到；当n为偶数时，α
opt
通过计算得到。
[0036]
上述步骤(4)中的u
c_opt
，计算公式为：其中，u
rc
为mmc子模块电容电压的额定值。
[0037]
上述步骤(4)中的三角载波，具体为：上桥臂的n个三角载波之间的相位差为2π/n，下桥臂的n个三角载波之间的相位差为2π/n，上下桥臂三角载波之间的相位差为α
opt
。三角载波的幅值均为1。
[0038]
在本发明的一些示例中，一种计算机可读的存储介质，存储有指令，所述指令执行时，能够实现上述的优化控制方法。更具体地，指令可以是计算机可读的语言。上述的计算机可以是一个通用计算机设备或者是一个专用计算机设备。在具体实现中，计算机可以是台式机、便携式电脑、网络服务器、掌上电脑(personal digital assistant，pda)、移动手机、平板电脑、无线终端设备、通信设备或者嵌入式设备。所述的存储介质可以是计算机能够存取的任何可用介质或者是包含一个或多个可用介质集成的服务器、数据中心等数据存储设备。举例而言，所述的存储介质例如为但不限于磁性介质(例如：软盘、硬盘、磁带)、光介质(例如：数字通用光盘(digital versatile disc，dvd))、或者半导体介质(例如：固态
硬盘(solid state disk，ssd))等。
[0039]
以上实施例仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明保护范围之内。