一种基于强耦合偶极子的超宽带双极化相控阵天线的制作方法

1.本发明属于天线技术领域，具体是涉及到一种基于强耦合偶极子的超宽带双极化相控阵天线。


背景技术：

2.相控阵天线天线不仅具有扫描速度快，稳定性高的优点，还能实现波束赋形和多波束扫描。因此近年来相控阵技术广泛应用与机载和空间应用中雷达和通信系统。而在目前相控阵的研究领域中，超宽带，尤其是可以覆盖多个工作频段的相控阵天线设计成为一个重要趋势。例如飞行器上需要覆盖s波段(2-4ghz)，c波段(4-8ghz)，x波段(8-12ghz)和ku波段(12-18ghz)的单个天线阵列。能覆盖上述频段的超宽带天线阵列不仅在于节省空间，提高系统集成度，而且可以提高数据传输的容量和速率，实现数据高速传输的通信系统。因此，超宽带相控阵技术在军用和民用领域有着广泛的应用前景。传统的超宽带相控阵天线往往有着较高的剖面，例如vivaldi阵列可以达到12倍频程的阻抗带宽，但高达到4倍λhigh(λhigh是最高工作频率)的剖面限制了它们在一些气动布局要求高的载体平台中使用。此外高剖面意味着沿槽线的纵向电流会较大，在天线扫描时将带来交叉极化分量的上升。特别是在对角面内扫描时，常常会观察到交叉极化分量甚至大于主极化分量的现象。
3.1997年，kenworthy提出了带内全双工无线通信系统。相较于传统的频分双工和时分双工，带内全双工能够显著提高带宽的利用率，从而解决目前无线通信频谱紧缺的问题。在带内全双工的实现过程中，一个较为普遍的问题就是系统本身发射机对接收机的自干扰信号与期望接收的微弱兴趣信号之间存在着极大的功率差，这对期望信号的接收非常不利。因此，如何有效抑制带内全双工的系统自干扰成为了全双工系统实现的关键。目前一般需要通过三层干扰的对消来完成：1.传输域对消2.射频域对消3.数字域对消。特别地，由于发射天线是系统自干扰信号泄漏到接收机的源，发射接收天线之间的自干扰抑制对提高系统性能具有重要的影响。2013年，korpi等人采用将两个贴片天线背对放置的方式和环形的自扰抑制结构，在2.6ghz频段内实现了带内全双工系统的天线设计，该设计在100mhz的工作带宽内实现了优于55db的收发天线隔离度。ersin yetisir等人设计了一款基于同心圆环和单极子的全向天线，在1.65-2.7ghz工作频段内实现了20db的端口隔离度。就目前的研究来看，针对全双工系统的天线只能在非常有限的频段内实现高隔离度。因此并不能运用于超宽带系统中。
4.传统的相控阵设计中，往往希望能尽可能降低阵元之间的互耦，进而使阵元的性能不受到影响。2003年munk于美国harris公司公开了他们合作开发的一款工作于2-18ghz的28
×
28双极化阵列样机，该样机在地板上方的结构剖面仅为λ
low
/10(λ
low
是最低工作频率)。不同于传统的相控阵天线设计，该天线在偶极子单元特地引入耦合电容，以抵消地板在低频带来的电感效应，从而实现几倍频程的阻抗带宽。正是基于这种工作原理，该天线阵列的工作带宽可以远大于单个偶极子的工作带宽。后来人们一般将这类天线称为紧耦合相控阵天线。在上述紧耦合天线样机中，munk等人采用了外置巴伦、双筒轴线和接地屏蔽装置
作为馈电网络。该外置巴伦可以产生差分输出信号，通过双同轴线馈给偶极子辐射臂，接地屏蔽装置不仅可以保护、固定馈线，还能起到避免共模谐振的作用。然而，这套外置的馈电结构却存在价格昂贵、体积重量大的缺点，难以投入实际应用。为解决这一问题，vouvakis团队于2010年提出一类平面超宽带模块化天线阵(planar ultra-wideband modular antenna,puma)。该设计未使用任何外置巴伦，馈电结构十分简单，偶极子仅由两根馈电线馈电，其中一根与同轴接头内导体相连，另一根直接接地。使用短路探针将由共模谐振引起的谐振点移出工作频带。最终，该天线阵在7-21ghz频段内可实现
±
45
°
扫描角覆盖。但由于是不平衡馈电，该设计的工作带宽较窄，只有3倍频程。另一方面，由于直接采用不平衡馈电结构，阻抗匹配受到一定影响，导致端口间的隔离度较差。volakis团队自2012年陆续提出加载电阻环和电阻片的紧耦合天线阵，通过在偶极子与地板中间加载电阻片来消除短路。经过验证，该阵列可实现13.3:1的阻抗带宽(active vswr＜3.0)，波束扫描范围为
±
45
°
。但由于电阻片层的加载，天线的效率受到了一定的影响，并且其剖面达到了1.1λ
high
(λ
high
是最高工作频率，)，并不利于工程实际应用。为了进一步降低紧耦合阵列的剖面，kasemodel提出的一款设计中，不使用任何覆盖层，而是在天线与地板之间填充高磁导率的铁氧体材料。将天线剖面高度降低至λ
low
/26，阵列的辐射效率会因此大大降低。不仅如此，铁氧体材料制造成本高、重量大，几乎无法实际应用。
5.综上所述，传统超宽带天线存在剖面高，极化纯净度差的问题。新型紧耦合天线阵列可以在较低剖面的情况下实现超宽带扫描，但也面临着馈电网络设计的难点，以及随之而来的天线效率及隔离度低等问题。


技术实现要素：

6.本发明要解决的技术问题是提供一种剖面低，能改善端口之间的隔离度、降低交叉极化的基于强耦合偶极子的超宽带双极化相控阵天线。
7.为了达到上述目的，本发明的技术方案如下，一种基于强耦合偶极子的超宽带双极化相控阵天线，包括水平放置的辐射单元、位于辐射单元上方的介质匹配层、位于辐射单元下方竖直放置的馈电结构以及位于辐射单元下方水平放置的金属接地板，所述辐射单元包括水平放置的水平介质基板，所述水平介质基板为三层，包括上层介质基板、中层介质基板和下层介质基板，所述中层介质基板的顶面和底面上分别印刷有偶极子单元，两个所述偶极子单元异面垂直设置，所述上层介质基板的顶面和下层介质基板的底面均印刷有加强耦合贴片，所述加强耦合贴片包夹偶极子单元垂直交叉部分，所述介质基板、偶极子单元和加强耦合贴片通过多个第一金属化过孔连接。
8.优选的，所述馈电结构为竖直设置的平衡馈电结构，两个馈电结构分别与两个偶极子单元连接，所述馈电结构包括第一竖直介质基板、第二竖直介质基板和渐变馈线，所述第一竖直介质基板和第二竖直介质基板的内侧面互相连接，外侧面上均设有接地金属双线机构，所述渐变馈线设于第一竖直介质基板与第二竖直介质基板之间，渐变馈线内嵌于第一竖直介质基板与第二竖直介质基板之间，使得第一竖直介质基板、渐变馈线和第二竖直介质基板形成三明治结构。
9.优选的，所述渐变馈线位于金属接地板下方的部分为渐变结构，渐变结构顶端的宽度小于底端的宽度。
10.优选的，两层金属双线机构通过多个第二金属化过孔连接。
11.优选的，所述接地金属双线机构包括第一接地金属线和第二接地金属线，所述第一接地金属线上开设有开槽，所述开槽为矩形，多个所述开槽依次排列，开槽的开口面积由下至上逐渐增加。
12.优选的，所述介质匹配层包括两层介电常数不同的第一介质板和第二介质板。
13.优选的，所述介质基板、偶极子单元、金属接地板上开设有用于固定两个馈电结构的定位槽。
14.优选的，所述第一金属化过孔为四个。
15.优选的，所述上层介质基板、中层介质基板和下层介质基板的厚度为0.106-0.127mm。
16.优选的，所述第一竖直介质基板和第二竖直介质基板厚度为0.254mm。。
17.本发明的有益效果是，通过采用相互垂直叠加放置的印刷偶极子，实现阵列单元之间的耦合，并通过一对正方形金属贴片加强其耦合；介电常数、厚度不同的双层介质匹配层可以实现慢波传播，进一步优化阵列天线的扫描性能；馈电结构中的渐变馈线，以及平行接地金属双线机构中的渐变开槽可以起到阻抗匹配的作用；水平、竖直介质基板中的金属化通孔可以有效的消除天线阵列在超宽带频带中的谐振；挖槽处理后的金属接地板可以固定馈电结构；此紧耦合天线阵列边射带宽达到了7倍频程，(2.5-18ghz范围内vswr《2.3)且相比于传统的vivaldi天线，该阵列金属接底板以上的高度仅为0.1167倍低频波长，0.83倍高频波长，大大降低了交叉极化度，在不扫描的情况下可实现-50db的交叉极化，在e面和h面扫描
±
45
°
时交叉极化也低于-30db；此外该双极化相控阵天线的极化隔离度不超过-40db，可以在超宽带的工作频带内满足传输领域上全双工系统的要求。
附图说明
18.图1为本发明实施例提供的基于紧耦合偶极子的超宽带双极化相控阵天线立体图；该图所示的天线阵列为10
×
10阵列，但只针对中心8
×
8单元进行馈电，外面一圈为哑元，该阵列仅为超宽带宽角扫描相控阵天线一个具体实施例。
19.图2为图1中一个阵元的结构示意图。
20.图3为图2所示的阵元的侧视图。
21.图4为开槽的结构示意图。
22.图5为图2所示的阵元的俯视图。
23.图6为图1所示的实施例无限大阵列在e面扫描的有源驻波比。
24.图7为图1所示的实施例无限大阵列在h面扫描的有源驻波比。
25.图8为图1所示的实施例无限大阵列在e面扫描的隔离度。
26.图9为图1所示的实施例无限大阵列在h面扫描的隔离度。
27.图10为图1所示的实施例无限大阵列在不扫描状态下的共面极化与交叉极化的增益。
28.图11为图1所示的实施例无限大阵列分别在e面扫描
±
45
°
和h面扫描
±
45
°
时的交叉极化。
29.图12为图1所示的实施例无限大阵列主极化面在3ghz频点不扫描状态下的e面和h
面辐射方向图，图12(a)为无限大阵列在3ghz频点边射状态下e面辐射方向图；图12(b)为无限大阵列在3ghz频点边射状态下h面辐射方向图。
30.图13为图1所示的实施例无限大阵列主极化面在10ghz频点不扫描状态下的e面和h面辐射方向图，图13(a)为无限大阵列在10ghz频点边射状态下e面辐射方向图；图13(b)为无限大阵列在10ghz频点边射状态下h面辐射方向图。
31.图14为图1所示的实施例无限大阵列主极化面在17ghz频点不扫描状态下的e面和h面辐射方向图，图14(a)为无限大阵列在17ghz频点边射状态下e面辐射方向图；图14(b)为无限大阵列在17ghz频点边射状态下h面辐射方向图。
32.在图中，1、辐射单元；11、水平介质基板；111、上层介质基板；112、中层介质基板；113、下层介质基板；12、偶极子单元；13、加强耦合贴片；14、第一金属化过孔；2、介质匹配层；21、第一介质板；22、第二介质板；3、馈电结构；31、渐变馈线；4、金属接地板；5、接地金属双线机构；51、第一接地金属线；52、第二接地金属线；53、开槽；54、第二金属化过孔。
具体实施方式
33.下面结合附图和具体实施例，对本发明的技术方案作进一步具体的说明：
34.请参阅图1，本实施例提供的基于强耦合偶极子的超宽带双极化相控阵天线将100个阵元进行10
×
10二维排布，周围一圈的单元接50欧姆匹配负载作为哑元，该阵列仅为超宽带宽角扫描相控阵天线一个具体实施方式，可以根据实际应用需求，将无限大阵列环境拓展至任意符合实际的有限大阵列下使用。
35.请一并参阅图2-5，阵元结构包括水平放置的辐射单元1、位于辐射单元1上方的介质匹配层2、位于辐射单元1下方竖直放置的馈电结构3以及位于辐射单元1下方水平放置的金属接地板4，所述辐射单元1包括水平放置的水平介质基板11，所述水平介质基板11为三层，包括上层介质基板111、中层介质基板112和下层介质基板113，所述中层介质基板112的顶面和底面上分别印刷有偶极子单元12，两个所述偶极子单元12异面垂直设置，所述上层介质基板111的顶面和下层介质基板113的底面均印刷有加强耦合贴片13，所述加强耦合贴片13包夹偶极子单元12垂直交叉部分，所述水平介质基板11、偶极子单元12和加强耦合贴片13通过多个第一金属化过孔14连接。
36.在本实施例中，加强耦合贴片13为正方形金属贴片，第一金属化过孔14为四个；通过相互垂直叠加的偶极子来实现阵元之间的耦合，并利用一对正方形金属贴片来加强其耦合，进而拓宽天线阵列的阻抗带宽，四个第一金属化过孔14可以达到间接连接相邻偶极子的目的，从而消除天线工作频带中出现的部分谐振点。
37.更具体的，所述馈电结构3为竖直设置的marchand巴伦平衡馈电结构，两个馈电结构3分别与两个偶极子单元12连接，所述馈电结构3包括第一竖直介质基板、第二竖直介质基板和渐变馈线31，所述第一竖直介质基板和第二竖直介质基板的内侧面互相连接，外侧面上均设有接地金属双线机构5，所述渐变馈线31设于第一竖直介质基板与第二竖直介质基板之间，渐变馈线31内嵌于第一竖直介质基板与第二竖直介质基板之间，使得第一竖直介质基板、渐变馈线和第二竖直介质基板形成三明治结构。
38.更具体的，所述渐变馈线31位于金属接地板4下方的部分为渐变结构，渐变结构顶端的宽度小于底端的宽度；渐变馈线31包括多段弯折，其中位于金属接地板4下方的部分呈
16ghz频带范围内，实现驻波比小于3.2。
49.图7为该实施例无限大阵列在h面扫描的有源驻波比；由图可见，该实施例在扫描角度为0
°
时，可在2.5-18ghz的频带范围内，实现驻波比小于2.3，当扫描至45
°
时，可在2.7-17.5ghz频带范围内，实现驻波比小于3.2。
50.图8为该实施例无限大阵列在e面扫描的隔离度。由图可见，该实施例在扫描角度为0
°
时，可在2.5-18ghz的频带范围内，实现隔离度小于-50db，当扫描至45
°
时，可在2.6-17.5ghz频带范围内，实现隔离度小于-40db。
51.图9为该实施例无限大阵列在h面扫描的隔离度。由图可见，该实施例在扫描角度为0
°
时，可在2.5-18ghz的频带范围内，实现隔离度小于-50db。扫描角度为45
°
时，可在2.6-17ghz频带范围内，实现隔离度小于-40db，17-18ghz频段范围内实现隔离度小于-30db。
52.图10为该实施例无限大阵列在不扫描状态下的共面极化与交叉极化的增益，由图可见，除了极个别频点，该阵列的交叉极化在-50db左右。
53.图11为该实施例无限大阵列分别在e面扫描
±
45
°
和h面扫描
±
45
°
时的交叉极化；由图可见，在两个主平面扫描时，交叉极化值均小于-30db。
54.以上实施例仅用于说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。