一种开关型充电电路的制作方法

1.本发明涉及一种电路，具体说是将电流检测功能集成到芯片中的开关型充电电路。


背景技术：

2.目前，传统结构的开关型充电电路中，为了实现对充电电流的检测，通常需要在芯片外面增加低阻值的高精度电阻rsns。用运算放大器检测电阻rsns两端的电压，从而实现对充电电流的检测，如图1所示。然而，这种开关型充电电路中，检测电阻rsns的精度直接决定了充电电流的精度。为了精准的控制充电电流，检测电阻rsns的精度必须很高，其误差通常在
±
1％以内。高精度电阻的价格昂贵，导致整个系统的成本较高。同时，为了减少电阻rsns消耗的功耗，电阻rsns的阻值通常都比较小，其两端压降也很小，因此对噪声非常敏感。为了很好的降低噪声的干扰，就需要提高pcb板的布线要求，导致pcb板布线的难度较高。而且，一旦出现电阻rsns被短路的情况，则无法监控充电电流，导致充电电流无法控制.充电电流会远超出客户要求。


技术实现要素：

3.本发明要解决的技术问题是提供一种开关型充电电路，该充电电路的成本较低，pcb板布线的难度较低，不会出现电流检测电阻的情况。
4.为解决上述问题，提供以下技术方案：
5.本发明的开关型充电电路包括功率级电路、驱动电路、逻辑控制电路、恒流运算放大器和恒压运算放大器。所述驱动电路分别与功率级电路和逻辑控制电路适配连接，逻辑控制电路用于控制驱动电路运行，驱动电路用于驱动功率级电路中功率管的导通。其特点是所述功率级电路的输出端与mos管q0的一个源漏极相连，mos管q0的另一个源漏极形成电路的vout。所述mos管q0的两个源漏极间有启动反馈电路，启动反馈电路与恒流运算放大器的反相输入端适配连接。所述vout与恒压运算放大器的反相输入端适配连接；所述逻辑控制电路适配连接有选择比较电路，所述恒流运算放大器和恒压运算放大器的输出端均与选择比较电路适配连接。所述功率级电路的采样端与选择比较电路适配连接。
6.其中，所述mos管q0含有mos管q0《0》和mos管q0《1》；所示功率级电路的输出端与mos管q0《0》的一个源漏极相连，mos管q0《0》的另一个源漏极形成电路的vout；mos管q0《0》的一个源漏极与mos管q0《1》的一个源漏极相连，mos管q0《0》另一个源漏极与mos管q0《1》的另一个源漏极相连。
7.所述启动反馈电路包括栅极控制电路、mos管qs、mos管q
reg
、电阻r
s_qs
和电流镜运算放大器；靠近功率级电路的那个mos管q0《0》的源漏极与mos管qs的一个源漏极相连，mos管qs的另一个源漏极分别与mos管q
reg
的一个源漏极和电流镜运算放大器反相输入端相连，mos管q
reg
的另一个源漏极分别与恒流运算放大器的反相输入端和电阻r
s_qs
的一端相连，电阻r
s_qs
的另一端接地。所述mos管q0《0》、mos管q0《1》和mos管qs的栅极均与所述栅极控制电
路相连，远离功率级电路的那个mos管q0《0》的源漏极与电流镜运算放大器的同相输入端相连，电流镜运算放大器的输出端与mos管q
reg
的栅极相连。
8.远离功率级电路的那个mos管q0《0》的源漏极与电阻r
f1
的一端相连，电阻r
f1
的另一端与电阻r
f2
的一端相连，电阻r
f2
的另一端接地。靠近电阻r
f1
的r
f2
一端与所述恒压运算放大器的反相输入端相连。
9.所述选择比较电路包括数据选择器和比较器。所述恒流运算放大器和恒压运算放大器的输出端均与数据选择器适配连接，数据选择器与比较器的正相输入端相连；所述功率级电路的采样端与选择比较电路中比较器的反相输入端相连。所述逻辑控制电路与选择比较电路中比较器的输出端相连。
10.所述逻辑控制电路适配连接有导通时间/关断时间模块。
11.所述功率级电路的采样端与电阻r
s_q1
的一端相连，r
s_q1
的另一端接地。
12.所述功率级电路为buck电路，该buck电路含有mos管q1、mos管q2和电感l。所述mos管q1的一个源漏极为功率级电路的输入端，mos管q1的另一个源漏极分别与电感l的一端和mos管q2的一个源漏极相连，电感l的另一端为功率级电路的输出端，mos管q2的另一个源漏极接地。所述采样端输出的电流为mos管q1导通后，q1按比例采样后的电流。
13.所述功率级电路为boost电路，该boost电路含有电感l、mos管q1和mos管q2。所述电感l的一端为功率级电路的输入端，电感l的另一端分别与mos管q1的一个源漏极和mos管q2的一个源漏极相连，mos管q1的另一个源漏极接地，mos管q2的另一个源漏极为功率级电路的输出端。所述采样端输出的电流为mos管q1导通后，q1按比例采样后的电流。
14.所述功率级电路为buck-boost电路，该buck-boost电路含有mos管q1、mos管q2、mos管q3、mos管q4和电感l。所述mos管q1的一个源漏极为功率级电路的输入端，mos管q1的另一个源漏极分别与电感l的一端和mos管q2的一个源漏极相连，电感l的另一端分别与mos管q4的一个源漏极和mos管q3的一个源漏极相连，mos管q2和mos管q3的另一个源漏极接地，mos管q4的另一个源漏极为功率级电路的输出端。所述采样端输出的电流为mos管q1和mos管q2导通后，q1按比例采样后的电流。
15.采取以上方案，具有以下优点：
16.由于本发明的开关型充电电路的功率级电路的输出端与mos管q0《0》的一个源漏极相连，mos管q0《0》的另一个源漏极形成电路的vout，mos管q0《0》的两个源漏极间有启动反馈电路，启动反馈电路与恒流运算放大器的反相输入端适配连接，vout与恒压运算放大器的反相输入端适配连接，逻辑控制电路适配连接有选择比较电路，恒流运算放大器和恒压运算放大器的输出端均与选择比较电路适配连接，功率级电路的采样端与选择比较电路适配连接。这种开关型充电电路利用电流检测mos管对电流进行检测，与背景技术中采用价格昂贵的高精度电阻相比，大大降低了整个系统的成本。同时，采用电流检测mos无需考虑噪声问题，从而避免为了降低噪声而提高pcb板的布线要求的问题，使得pcb板的布线简单、方便。而且，采用电流检测mos管不会出现电阻被短路的情况，确保电路的充电电流始终可控。
附图说明
17.图1是背景技术中传统的开关型充电电路的电路原理图；
18.图2本发明的开关型充电电路的电路原理图；
19.图3是本发明的buck型充电电路的电路原理图；
20.图4是本发明的boost型充电电路的电路原理图；
21.图5是本发明的buck-boost型充电电路的电路原理图；
22.图6是本发明的buck-boost型充电电路恒流充电的开关波形；
23.图7是本发明的buck-boost型充电电路恒流到恒压充电的时序图。
具体实施方式
24.以下结合附图对本发明做进一步详细说明。
25.实施例一
26.如图2和图3所示，本发明的开关型充电电路包括功率级电路u1、驱动电路u2、逻辑控制电路u3、恒流运算放大器u8和恒压运算放大器u9。所述驱动电路u2分别与功率级电路u1和逻辑控制电路u3适配连接，逻辑控制电路u3用于控制驱动电路u2运行，驱动电路u2用于驱动功率级电路u1中功率管的导通。所述逻辑控制电路u3适配连接有导通时间/关断时间模块u10。逻辑控制电路u3适配连接有导通时间/关断时间模块u10所述功率级电路u1的输出端与mos管q0的一个源漏极相连，mos管q0的另一个源漏极形成电路的vout。所述mos管q0的两个源漏极间有启动反馈电路1，启动反馈电路1与恒流运算放大器u8的反相输入端适配连接。所述vout与恒压运算放大器u9的反相输入端适配连接；所述逻辑控制电路u3适配连接有选择比较电路2，所述恒流运算放大器u8和恒压运算放大器u9的输出端均与选择比较电路2适配连接。所述功率级电路u1的采样端与选择比较电路2适配连接。
27.所述vout接电池battery一端，用于为电池battery充电，电池battery的另一端接地。
28.所述恒流运算放大器u8的同相输入端接入恒流运算放大器u8的基准参考电压v
ref_i
，所述恒压运算放大器u9的同相输入端接入恒压运算放大器u9的基准参考电压v
ref_v
。
29.所述mos管q0含有mos管q0《0》和mos管q0《1》。所示功率级电路u1的输出端与mos管q0《0》的一个源漏极相连，mos管q0《0》的另一个源漏极形成电路的vout。mos管q0《0》的一个源漏极与mos管q0《1》的一个源漏极相连，mos管q0《0》另一个源漏极与mos管q0《1》的另一个源漏极相连。利用两个电流检测mos管并联的方式，可方便的设置电流检测功率管大小。当电路的输出电流较大时，可以将q0《0》和q0《1》都导通，使得其导通电阻最小，从而提高效率。当电路的输出电流较小时，可以将q0《1》关断，仅开启q0《0》，这样q0《0》两端的电压信号仍足够大，可确保电流采用的精度。
30.所述启动反馈电路1包括栅极控制电路u6、mos管qs、mos管q
reg
、电阻r
s_qs
和电流镜运算放大器u7。靠近功率级电路u1的那个mos管q0《0》的源漏极与mos管qs的一个源漏极相连，mos管qs的另一个源漏极分别与mos管q
reg
的一个源漏极和电流镜运算放大器u7反相输入端相连，mos管q
reg
的另一个源漏极分别与恒流运算放大器u8的反相输入端和电阻r
s_qs
的一端相连，电阻r
s_qs
的另一端接地。所述mos管q0《0》、mos管q0《1》和mos管qs的栅极均与所述栅极控制电路u6相连，远离功率级电路u1的那个mos管q0《0》的源漏极与电流镜运算放大器u7的同相输入端相连，电流镜运算放大器u7的输出端与mos管q
reg
的栅极相连。远离功率级电路u1的那个mos管q0《0》的源漏极与电阻r
f1
的一端相连，电阻r
f1
的另一端与电阻r
f2
的
一端相连，电阻r
f2
的另一端接地。靠近电阻r
f1
的r
f2
一端与所述恒压运算放大器u9的反相输入端相连。
31.所述选择比较电路2包括数据选择器u5和比较器u4。所述恒流运算放大器u8和恒压运算放大器u9的输出端均与数据选择器u5适配连接，数据选择器u5与比较器u4的正相输入端相连；所述功率级电路u1的采样端与选择比较电路2中比较器u4的反相输入端相连。所述逻辑控制电路u3与选择比较电路2中比较器u4的输出端相连。
32.所述功率级电路u1为buck电路，该buck电路含有mos管q1、mos管q2和电感l。所述mos管q1的一个源漏极为功率级电路u1的输入端vin，mos管q1的另一个源漏极分别与电感l的一端和mos管q2的一个源漏极相连，电感l的另一端为功率级电路u1的输出端，mos管q2的另一个源漏极接地。所述采样端输出的电流为mos管q1导通后，q1按比例采样后的电流。
33.实施例二
34.如图4所示，如图2和图3所示，本发明的开关型充电电路包括功率级电路u1、驱动电路u2、逻辑控制电路u3、恒流运算放大器u8和恒压运算放大器u9。所述驱动电路u2分别与功率级电路u1和逻辑控制电路u3适配连接，逻辑控制电路u3用于控制驱动电路u2运行，驱动电路u2用于驱动功率级电路u1中功率管的导通。所述逻辑控制电路u3适配连接有导通时间/关断时间模块u10。所述功率级电路u1的输出端与mos管q0的一个源漏极相连，mos管q0的另一个源漏极形成电路的vout。所述mos管q0的两个源漏极间有启动反馈电路1，启动反馈电路1与恒流运算放大器u8的反相输入端适配连接。所述vout与恒压运算放大器u9的反相输入端适配连接。所述逻辑控制电路u3适配连接有选择比较电路2，所述恒流运算放大器u8和恒压运算放大器u9的输出端均与选择比较电路2适配连接。所述功率级电路u1的采样端与选择比较电路2适配连接。
35.所述vout接电池battery一端，用于为电池battery充电，电池battery的另一端接地。
36.所述恒流运算放大器u8的同相输入端接入恒流运算放大器u8的基准参考电压v
ref_i
，所述恒压运算放大器u9的同相输入端接入恒压运算放大器u9的基准参考电压v
ref_v
。
37.所述mos管q0含有mos管q0《0》和mos管q0《1》。所示功率级电路u1的输出端与mos管q0《0》的一个源漏极相连，mos管q0《0》的另一个源漏极形成电路的vout。mos管q0《0》的一个源漏极与mos管q0《1》的一个源漏极相连，mos管q0《0》另一个源漏极与mos管q0《1》的另一个源漏极相连。利用两个电流检测mos管并联的方式，可方便的设置电流检测功率管大小。当电路的输出电流较大时，可以将q0《0》和q0《1》都导通，使得其导通电阻最小，从而提高效率。当电路的输出电流较小时，可以将q0《1》关断，仅开启q0《0》，这样q0《0》两端的电压信号仍足够大，可确保电流采用的精度。
38.所述启动反馈电路1包括栅极控制电路u6、mos管qs、mos管q
reg
、电阻r
s_qs
和电流镜运算放大器u7。靠近功率级电路u1的那个mos管q0《0》的源漏极与mos管qs的一个源漏极相连，mos管qs的另一个源漏极分别与mos管q
reg
的一个源漏极和电流镜运算放大器u7反相输入端相连，mos管q
reg
的另一个源漏极分别与恒流运算放大器u8的反相输入端和电阻r
s_qs
的一端相连，电阻r
s_qs
的另一端接地。所述mos管q0《0》、mos管q0《1》和mos管qs的栅极均与所述栅极控制电路u6相连，远离功率级电路u1的那个mos管q0《0》的源漏极与电流镜运算放大器u7的同相输入端相连，电流镜运算放大器u7的输出端与mos管q
reg
的栅极相连。远离功率
级电路u1的那个mos管q0《0》的源漏极与电阻r
f1
的一端相连，电阻r
f1
的另一端与电阻r
f2
的一端相连，电阻r
f2
的另一端接地。靠近电阻r
f1
的r
f2
一端与所述恒压运算放大器u9的反相输入端相连。
39.所述选择比较电路2包括数据选择器u5和比较器u4。所述恒流运算放大器u8和恒压运算放大器u9的输出端均与数据选择器u5适配连接，数据选择器u5与比较器u4的正相输入端相连。所述功率级电路u1的采样端与选择比较电路2中比较器u4的反相输入端相连。所述逻辑控制电路u3与选择比较电路2中比较器u4的输出端相连。
40.所述功率级电路u1为boost电路，该boost电路含有电感l、mos管q1和mos管q2。所述电感l的一端为功率级电路u1的输入端vin，电感l的另一端分别与mos管q1的一个源漏极和mos管q2的一个源漏极相连，mos管q1的另一个源漏极接地，mos管q2的另一个源漏极为功率级电路u1的输出端。所述采样端输出的电流为mos管q1导通后，q1按比例采样后的电流。
41.实施例三
42.如图2和图3所示，本发明的开关型充电电路包括功率级电路u1、驱动电路u2、逻辑控制电路u3、恒流运算放大器u8和恒压运算放大器u9。所述驱动电路u2分别与功率级电路u1和逻辑控制电路u3适配连接，逻辑控制电路u3用于控制驱动电路u2运行，驱动电路u2用于驱动功率级电路u1中功率管的导通。所述逻辑控制电路u3适配连接有导通时间/关断时间模块u10。所述功率级电路u1的输出端与mos管q0的一个源漏极相连，mos管q0的另一个源漏极形成电路的vout。所述mos管q0的两个源漏极间有启动反馈电路1，启动反馈电路1与恒流运算放大器u8的反相输入端适配连接。所述vout与恒压运算放大器u9的反相输入端适配连接；所述逻辑控制电路u3适配连接有选择比较电路2，所述恒流运算放大器u8和恒压运算放大器u9的输出端均与选择比较电路2适配连接。所述功率级电路u1的采样端与选择比较电路2适配连接。
43.所述vout接电池battery一端，用于为电池battery充电，电池battery的另一端接地。
44.所述恒流运算放大器u8的同相输入端接入恒流运算放大器u8的基准参考电压v
ref_i
，所述恒压运算放大器u9的同相输入端接入恒压运算放大器u9的基准参考电压v
ref_v
。
45.所述mos管q0含有mos管q0《0》和mos管q0《1》。所示功率级电路u1的输出端与mos管q0《0》的一个源漏极相连，mos管q0《0》的另一个源漏极形成电路的vout。mos管q0《0》的一个源漏极与mos管q0《1》的一个源漏极相连，mos管q0《0》另一个源漏极与mos管q0《1》的另一个源漏极相连。利用两个电流检测mos管并联的方式，可方便的设置电流检测功率管大小。当电路的输出电流较大时，可以将q0《0》和q0《1》都导通，使得其导通电阻最小，从而提高效率。当电路的输出电流较小时，可以将q0《1》关断，仅开启q0《0》，这样q0《0》两端的电压信号仍足够大，可确保电流采用的精度。
46.所述启动反馈电路1包括栅极控制电路u6、mos管qs、mos管q
reg
、电阻r
s_qs
和电流镜运算放大器u7。靠近功率级电路u1的那个mos管q0《0》的源漏极与mos管qs的一个源漏极相连，mos管qs的另一个源漏极分别与mos管q
reg
的一个源漏极和电流镜运算放大器u7反相输入端相连，mos管q
reg
的另一个源漏极分别与恒流运算放大器u8的反相输入端和电阻r
s_qs
的一端相连，电阻r
s_qs
的另一端接地。所述mos管q0《0》、mos管q0《1》和mos管qs的栅极均与所述栅极控制电路u6相连，远离功率级电路u1的那个mos管q0《0》的源漏极与电流镜运算放大
器u7的同相输入端相连，电流镜运算放大器u7的输出端与mos管q
reg
的栅极相连。远离功率级电路u1的那个mos管q0《0》的源漏极与电阻r
f1
的一端相连，电阻r
f1
的另一端与电阻r
f2
的一端相连，电阻r
f2
的另一端接地。靠近电阻r
f1
的r
f2
一端与所述恒压运算放大器u9的反相输入端相连。
47.所述选择比较电路2包括数据选择器u5和比较器u4。所述恒流运算放大器u8和恒压运算放大器u9的输出端均与数据选择器u5适配连接，数据选择器u5与比较器u4的正相输入端相连；所述功率级电路u1的采样端与选择比较电路2中比较器u4的反相输入端相连。所述逻辑控制电路u3与选择比较电路2中比较器u4的输出端相连。
48.所述功率级电路u1为buck-boost电路，该buck-boost电路含有mos管q1、mos管q2、mos管q3、mos管q4和电感l。所述mos管q1的一个源漏极为功率级电路u1的输入端vin，mos管q1的另一个源漏极分别与电感l的一端和mos管q2的一个源漏极相连，电感l的另一端分别与mos管q4的一个源漏极和mos管q3的一个源漏极相连，mos管q2和mos管q3的另一个源漏极接地，mos管q4的另一个源漏极为功率级电路u1的输出端。所述采样端输出的电流为mos管q1和mos管q2导通后，q1按比例采样后的电流。
49.以实施例三的buck-boost型充电电路为例，介绍本发明的开关型充电电路恒流和恒压充电原理：
50.分别用恒流运算放大器u8和恒压运算放大器u9分别控制恒流充电和恒压充电。
51.当电池battery电压较低时，还没有达到设定值v
ref_v
*(r
f1
r
f2
)/r
f1
时，恒压运算放大器u9的输出v
cv
高于恒流运算放大器u8的输出v
cc
，选择器选择其中最小值minv
cc
，v
cv
，此时最小值为v
cc
。并将其送入比较器u4的正输入端。比较器u4的负输入端接电流检测电阻r
s_q1
的上端。而r
s_q1
的电流i
s_q1
则为功率管q1和q3同时导通时，q1按比例采样后的电流，且
52.i
s_q1
＝k1i
q1
，其中k1为比例系数，i
q1
为mos管q1的电流；
53.当q1和q3同时导通时，q1的电流逐渐增加，i
s_q1
也相应增加，电阻r
s_q1
的压降v
s_q1
也随之增加，当v
s_q1
达到v
cc
时，q1和q3则关断。
54.在恒流充电时，存在如下关系，
55.k0i
ccrs_q0
＝v
ref_i
56.其中k0为比例系数，r
s_q0
为mos管q0的阻值；
57.即恒流充电的大小i
cc
为：
[0058][0059]
恒流充电的开关波形如图6所示。
[0060]
从如图6可得知，随着充电时间的增加，输出电压vout逐步上升，而充电电流ichrg恒定不变。
[0061]
当输出电压进一步上升，升至设定v
ref_v
*(r
f1
r
f2
)/r
f1
，反馈电压vfb达到v
ref_v
时，v
cv
逐渐下降，当v
cv
低于v
cc
时，选择器模块即选择v
cc
输入到比较器u4的正输入端。设定功率管q1的峰值电流为i
q1
，则有：
[0062]
k1i
q1rs_q1
＝v
cv
[0063]
由于比较器u4正输入端电压v
cv
的降低，其负输入端v
s_q1
也随之降低，从而功率管q1的峰值电流也逐步下降，输出电流也随之逐步下降。最后输出电压维持在目标值4.2v。由
于负载电流仍有100ma，ichrg电流则不再减少，如图7所示。
[0064]
本发明的开关型充电电路还可根据充电电流的大小，方便的设置ichrg电流检测功率管q0的大小。在图5中，当ichrg电流较大时，可以将q0《0》和q0《1》都导通，使得其导通电阻最小。从而提高效率；当ichrg电流较小时，可以将q0《1》关断，仅开启q0《0》。这样q0《0》两端的电压信号仍足够大，可确保电流采用的精度。
[0065]
本发明的开关型充电电路相对于传统开关式充电电路，本发明在芯片内部设计了充电电流检测电路，降低了系统的应用成本，降低了pcb板布线的复杂度和难度，无需担心电流检测电阻被短路，可根据充电电流的大小，方便设置电流检测mos管的大小。当充电电流较大时，为了降低功耗，电流检测mos管w/l可设置到最大值，从而r
dson
最小。当充电电流较小时，为了提高检测精度，电流检测mos管w/l可设置到较小值，从而其电压信号仍较大，仍有足够的精度。