一种数字控制模块控制的带隙基准电路

本发明属于模拟集成电路，具体为一种数字控制模块控制的带隙基准电路。

背景技术：

1、在现代模拟集成电路的设计与实现中，确保各个电路模块能够在其最佳工作区域运行是至关重要的。为此必须引入合适的电压或电流偏置，用来调整和优化电路的工作状态。带隙基准电路在这方面扮演了一个核心角色，它为电路系统提供了一个准确且稳定的参考电压或电流，这个参考值不受外部条件如温度、电源电压变化和制造过程差异的影响。

2、传统的带隙基准电路主要分为两大类：电压模式和电流模式；电压模式的带隙基准通过叠加具有不同温度系数的电压来实现，而电流模式的带隙基准则是通过叠加不同温度系数的电流来达到这一目的，它们共同面临的一个挑战是启动过程中的电压与电流之间的依赖关系问题。即在电路启动时，究竟是首先需要电压来激活电流，还是首先需要电流来生成电压，这一问题的处理对电路的快速稳定启动至关重要。

3、为了解决这一问题，启动电路的设计变得尤为重要。传统模拟电路设计中，为了实现电路的稳定工作，往往需要引入复杂的控制逻辑和多个电路组件，这不仅增加了电路的物理尺寸，也提高了设计的难度及成本。因此传统启动电路设计往往复杂，难以在保证电路启动快速且稳定的同时，实现简化设计和降低功耗。

技术实现思路

1、针对上述存在的问题或不足，为解决现有带隙基准电路的启动电路较为复杂，且难以兼顾启动的快速、稳定和功耗大的问题，本发明提供了一种数字控制模块控制的带隙基准电路，通过采用一种结构相对简单的数字控制模块来控制启动电路解决当前的问题。

2、本发明的技术方案如下：

3、一种数字控制模块控制的带隙基准电路，由启动电路、运算放大器(包含偏置电路)、电压生成模块和数字控制模块4个部分组成。

4、所述启动电路包括5个pmos管m1、m2、m3、m4和m6，以及3个nmos管m5、m7和m8。

5、其中m1、m2和m3均采用栅漏短接，形成二极管连接形式；m1的漏极与m2的源极相连，m1的源极接电压源；m2的漏极与m3源极相连，m3的漏极与m4源极相连。

6、m4的漏极与m5的漏极和m8的栅极相连，m4的栅极与m5的栅极相连并接输出信号vout,m4与m5构成一个反向器。m8的漏极接m7的源极，m8的源极接地。m6与m7漏极相连，m6、m7的栅极都连接数字控制模块输入为pd的反向信号pdn，m6的源极接电压源，m6与m7构成一个反向器。

7、由于m1、m2、m3采用栅漏短接的二极管连接形式，二极管连接可以等效为一个小电阻，因此在启动电路中起到降压的作用，同时nmos管m5和pmos管m4构成反向器，nmos管m7和pmos管m6也构成反向器，进而通过数字控制模块输入为pd的反向信号pdn控制启动电路进行自启动。

8、所述运算放大器为折叠式的cascode，包括pmos管m12、m13、m14、m16和m18，以及nmos管m15、m17、m19和m20，且存在偏置电路。

9、其中，差分输入对管为m13和m14，m13和m14的源极直接相连，m13和m14的栅极分别连接差分输入；m12为伪电流源，m12的漏极与m13和m14源极相连，m12的源极接电压源；m13的漏极与m15的漏极和m17的源极相连，m17的漏极与m16的漏极相连，m14的漏极与m20的漏极相连。

10、m16的栅极与漏极短接，且与m18的栅极连接，构成电流镜；m18的漏极与m19的漏极相连,m19的源极与m20的漏极相连。

11、偏置电路由pmos管m9，二极管连接方式的nmos管m11和m10构成；其中m9的漏极连接m10的漏极，m9的源极接电压源和m12的源极；m10的源极连接m11的漏极，m10的栅极与m17的栅极相连；m11的源极接地，m11的栅极与m15的栅极相连。

12、工作时，m9、m10和m11上形成电流，通过镜像给m15、m16、m17和m18、m19、m20所在的两支路提供偏置电流，让运算放大器工作在深度负反馈情况下，使运放输入inn、inp钳位；并同时避免进入偏置简并点，即电流为0的状态。

13、所述电压生成模块包括3个pmos管m21、m22和m24，nmos管m23，r1，r2，r3，bjt管q1和q2，以及密勒电容c1。

14、m21的栅极与m22栅极相连，m21的漏极连接电阻r1的一端和密勒电容c1的一端；m22的漏极连接电阻r2的一端、密勒电容c1的另一端和m23的漏极。inp和inn为运算放大器的两个输入，inn接电阻r2的另一端和r3的一端，r3的另一端与二极管连接的bjt管q2的发射极连接；inp接电阻r1的另一端和二极管连接的bjt管q1的发射极；q1、q2的基极与集电极短接，且彼此的集电极相连。m23作为开关管，其漏极接vout，源极接地，栅极接数字控制模块的输出pdp；m24的源极接电流源，m24的栅极连接m6和m7的漏极、以及m9、m12、m21和m22的栅极，m24的漏极作为输出端提供一个iptat电流(ib)。

15、电压生成模块利用运算放大器工作在深度负反馈条件下，inn和inp两点电位相等,在r3上产生电流，并镜像到m24形成镜像电流iptat，也在r1、r2上产生了输出电压vout,m23作为开关管，漏极连接vout,源极接地，栅极连接数字控制模块的输出pdp，在同时加入密勒电容c1，将主次极点分开。由此增加相对裕度和电路的稳定性。

16、所述数字控制模块包括2个pmos管m25、m27，以及2个nmos管m26、m28；其中m25的漏极接m26的漏极，m27的漏极连接着m28的漏极，m25、m27源极连接电压源,m26、m28的源极接地；输入信号pd接m25和m26的栅极，m25和m26的漏极连接m27和m28的栅极，m25与m26构成第一级反向器，m27与m28构成第二级反相器，形成反向器链。

17、输入信号pd通过反向器链形成两个信号pdn和pdp；m25和m26的漏极作为第一级反向器的输出信号pdn，同时pdn信号对m6和m7的状态进行控制；m27和m28的漏极作为第二级反向器的输出信号pdp，pdp对m23的状态进行控制，进而达到数字控制输出vout的目的。

18、进一步的，所述m23的宽长比为m1、m2、m3的至少4倍，使得m23所在的支路等效为与gnd直接相连的导线；且m22、m24具有相同的栅源电压vgs和相同的宽长。

19、进一步的，所述bjt管q1、q2的个数之比，以及电阻r2、r3的电阻比值使得vout与温度无关。

20、综上所述，本发明采用结构相对简单的数字控制模块，减少了物理电路组件的数量，从而大大简化了整个带隙参考电路(bgr)的工作状态控制过程，这种简化的控制过程显著降低了电路的设计与维护成本，在保证电路启动快速且稳定的同时，实现简化设计和降低功耗。避免了传统模拟电路设计为实现电路的稳定工作，引入复杂的控制逻辑和多个电路组件带来的问题，还减少了电路的物理尺寸，也降低了设计的难度及成本。