基于多级校正与相敏检波的电容式位移传感器接口电路

本发明属于信号处理电路，具体涉及一种基于多级校正与相敏检波的电容式位移传感器接口电路。背景技术：：：1、电容式位移传感器是基于电容效应而研制出的用于测量位移的传感器，它由探头和接口电路两部分构成。探头用于同被测物体形成电容，从而将被测物体的位移变化转化为电容的变化。接口电路则用于将电容的变化调理为电压、电流等便于利用的电信号。独特的测量原理使得电容式位移传感器具备非接触式测量、分辨力高、测量精度高、便于集成等优势，广泛应用于精密加工制造、纳米科学仪器、航空航天等关乎国计民生的重要领域，如光刻机的物镜调整机构中通过高精度电容式位移传感器来实现位置反馈，原子力显微镜的压电位移机构中内置电容式位移传感器来实现探针进给量的闭环控制，航空光电成像系统中的快速反射镜的偏摆角度需要电容式位移传感器进行高精度测量。因此，开展电容式位移传感器的相关研究具有重要的价值与意义。2、电容式位移传感器的接口电路是电容式位移传感器的重要组成部分，需要实现将电容变化转化为电压、电流变化的功能，其带宽、噪声水平以及稳定性对传感器整体的带宽、测量分辨力以及精度有着至关重要的影响。因此，开展电容式位移传感器接口电路的相关研究十分重要。然而在实际应用中存在着以下问题制约着接口电路的性能。首先，电容式位移传感器探头与被测物体所形成的电容极其微小（pf甚至亚pf量级），采用运算放大器进行幅度调制放大时，需要接口电路具备极高的开环增益。同时，运算放大器在实际应用中表现为多极点系统，随着信号频率的增加，其开环增益逐渐衰减，相位滞后逐渐增大。这将导致开环传递函数在剪切频率处存在较大的相位滞后，容易导致闭环系统不稳定。因此，如何保证高开环增益下的闭环系统的稳定性是一个有待解决的关键问题。其次，从噪声抑制的角度来说，为了提高传感器整体的测量分辨力，需要有效地滤除各种噪声以提高信噪比。一方面，接口电路所用到的各种电子元器件自身会产生内部噪声；另一方面，工频噪声等外部噪声也会叠加到信号中去。因此，如何有效地滤除各种噪声以提高传感器整体的测量分辨力同样是一个有待解决的关键问题。最后，接口电路的动态响应特性很大程度上决定了传感器整体的动态响应特性。改善电容式位移传感器的动态特性有利于减小测量运动物体位移时的动态误差。因此，如何设计接口电路使得输出能够快速响应输入的变化，减小超调量以及调节时间，同样是一个有待解决的关键问题。3、总之，需要发明一种高开环增益、保证闭环稳定、滤除噪声能力强、动态响应特性良好的电容式位移传感器接口电路，以进一步提升电容式位移传感器的整体性能，这对于推动电容式位移传感器的发展具有积极作用。技术实现思路1、本发明为了解决电容式位移传感器接口电路所面临的有效信号微弱、易受噪声干扰、动态测量误差大的问题，提出了一种基于多级校正与相敏检波的电容式位移传感器接口电路。通过超前-滞后校正技术实现高增益选频放大，实现微弱信号的有效检测与转换。基于相敏检波技术完成有效信号的解调，并充分利用相敏检波技术在噪声滤除方面的优势，有效提升信噪比。进而，在相敏检波电路中选择六阶贝塞尔低通滤波器进行有效信号与噪声的分离，改善接口电路的动态响应特性。2、本发明具体是采用如下技术方案实现的：基于多级校正与相敏检波的电容式位移传感器接口电路，包括：电容传感器探头接口、激励信号输入接口、参考电容、多级运算放大电路、大地接口、供电接口、电压信号输出接口以及相敏检波电路，激励信号输入接口同时与参考电容的一端以及相敏检波电路的第一输入端连接，参考电容的另一端同时与电容传感器探头接口的内信号层以及多级运算放大电路的输入端连接，多级运算放大电路的输出端同时与电容传感器探头接口的外屏蔽层、大地接口以及相敏检波电路的第二输入端连接，相敏检波电路的输出端与电压信号输出接口连接，另外，供电接口所接入的正、负电压分别与多级运算放大电路正、负电源端口以及相敏检波电路的正、负电源端口连接，电容传感器探头接口的中屏蔽层、激励信号输入接口的外屏蔽层以及电压信号输出接口的外屏蔽层均与电气地连接。3、本发明的功能是将被测物体与探头之间的距离转化为对应的电压信号，其具体原理如下：当探头接入电容传感器探头接口时，探头与被测物体所形成的等效电容跨接在多级运算放大电路的输入端和输出端，形成闭环回路，构成运算放大式幅度调制电路。此时，根据基尔霍夫电压、电流定律以及运算放大器的特性，可得：4、5、其中，为运算放大式幅度调制电路的输出信号，为输入的激励信号，为参考电容，为探头与被测物体形成的等效电容，为多级运算放大电路的开环增益。根据平行极板电容计算公式，探头与被测物体形成的等效电容可进一步写为：6、7、其中，为探头与被测物体之间介质的介电常数，为探头与被测物体之间的平行正对面积，为探头与被测物体之间的距离。若多级运算放大电路的开环增益足够大，则下式在一定误差范围内近似成立：8、9、由上式可知，在输入的激励信号、参考电容、探头与被测物体之间介质的介电常数以及探头与被测物体之间的平行正对面积保持不变的情况下，运算放大式幅度调制电路的输出信号同探头与被测物体之间的距离之间成线性关系。10、另一方面，为了削弱线缆寄生电容的影响，本发明采用了不完全驱动电缆技术。其具体做法是：使用三同轴线缆连接探头与接口电路，并设置三同轴线缆的内信号层接多级运算放大电路的输入端、三同轴线缆的中屏蔽层接电气地、三同轴线缆的外屏蔽层接大地。此时，接入电路的等效寄生电容表示为：11、12、其中，为三同轴线缆信号层与中屏蔽层之间的分布电容。根据上式可知，多级运算放大电路的开环增益越大，则不完全驱动电缆对于寄生电容的抑制效果越好。对于三同轴线缆而言，其典型分布电容值约为300pf/m，当多级运算放大电路的开环增益设置为100000时，对于2m长的三同轴线缆，其接入电路的等效寄生电容可降低至0.006pf，而探头与被测物体之间所形成的等效电容的变化范围一般在0.01pf~10pf左右，此时，寄生电容的影响在误差允许范围内可以忽略。13、根据前文可知，运算放大式幅度调制电路的输出信号同探头与被测物体之间的距离之间成线性关系。后续需要通过相敏检波电路将探头与被测物体之间的距离解调出来。其具体原理如下：设置输入的激励信号的频率为、幅值为的余弦信号，即，其中表示圆周率，t表示时间。经过信号调制后，运算放大式幅度调制电路的输出信号与输入的激励信号频率相同，幅值则同探头与被测物体之间的距离成线性关系，即，k(d)表示关于d的线性函数。将输入的激励信号与反相后的运算放大式幅度调制电路的输出信号进行乘法运算，根据三角函数的积化和差公式可得：14、15、由上式可知，经过乘法处理后，信号中出现差频项与和频项，二者在频域角度是可分的。经过低通滤波器，便可将和频项滤除，仅保留差频项的位移变化信息，从而完成信号解调。16、另一方面，相敏检波不仅能够实现信号解调，同时在噪声滤除方面具备一定的优势。相敏检波的“频谱迁移”特性使其能够有效滤除低频加性噪声。低频加性噪声滤除的难点在于噪声频带与有效信号的频带相互重叠，同时面临着滤波器截止频率与噪声水平之间相互矛盾的问题。想要获得更低的噪声水平就要压低滤波器的截止频率。滤波器的截止频率决定着电路整体的带宽，低带宽就意味着电路的动态特性更差，甚至会使有效信号有所衰减。以工频噪声为例，它是一种常见且影响较大的低频噪声，其频率成分通常包括50hz基波及其谐波，但是主要成分还是集中在基波以及低次谐波。因此这里考虑到十次谐波，则工频噪声可表示为：17、18、其中，为工频噪声次谐波的幅值。滤除工频噪声的一种方法是设置低通滤波器截止频率低于50hz。若采取这种方法将严重限制接口电路的带宽，因此不适用于本发明。滤除工频噪声的另一种方法是额外设置若干中心频率为50hz及其倍频的陷波滤波器以针对性地滤除工频噪声基波及其谐波。但是这种方法的缺点是电路更加复杂，且会使中心频率附近的有效信号有所衰减。而采用相敏检波技术则可利用其“频谱迁移”特性有效滤除工频噪声：19、<mstyledisplaystyle="true"mathcolor="#000000"><mtablecolumnalign="center"><mtr><mtd><msub><mi>u</mi><mi>i</mi></msub><mi>×</mi><mrow><mo>[</mo><mrow><mi>−</mi><msub><mi>u</mi><mi>o</mi></msub><mo>+</mo><msub><mi>n</mi><mi>g</mi></msub><mi>(</mi><mi>t</mi><mi>)</mi></mrow><mo>]</mo></mrow><mi>=</mi><mi>a</mi><mi>cos(</mi><mn>2</mn><mi>π</mi><msub><mi>f</mi><mi>r</mi></msub><mi>t</mi><mi>)</mi><mi>×</mi><mrow><mo>[</mo><mrow><mi>k</mi><mi>(</mi><mi>d</mi><mi>)cos(</mi><mn>2</mn><mi>π</mi><msub><mi>f</mi><mi>r</mi></msub><mi>t</mi><mi>)</mi><mo>+</mo><mstyledisplaystyle="true"><munderover><mo>∑</mo><mrow><mi>k</mi><mi>=</mi><mn>1</mn></mrow><mn>10</mn></munderover><mrow><msub><mi>v</mi><mi>k</mi></msub><mi>cos(</mi><mn>100</mn><mi>k</mi><mi>π</mi><mi>t</mi><mi>)</mi></mrow></mstyle></mrow><mo>]</mo></mrow></mtd></mtr><mtr><mtd><mi>=</mi><mfrac><mn>1</mn><mn>2</mn></mfrac><mi>ak</mi><mi>(</mi><mi>d</mi><mi>)</mi><mo>+</mo><mfrac><mn>1</mn><mn>2</mn></mfrac><mi>ak</mi><mi>(</mi><mi>d</mi><mi>)cos(</mi><mn>4</mn><mi>π</mi><msub><mi>f</mi><mi>r</mi></msub><mi>t</mi><mi>)</mi><mo>+</mo><mfrac><mi>a</mi><mn>2</mn></mfrac><mstyledisplaystyle="true"><munderover><mo>∑</mo><mrow><mi>k</mi><mi>=</mi><mn>1</mn></mrow><mn>10</mn></munderover><mrow><msub><mi>v</mi><mi>k</mi></msub><mrow><mo>{</mo><mrow><mi>cos</mi><mrow><mo>[</mo><mrow><mn>2</mn><mi>π</mi><mi>(</mi><msub><mi>f</mi><mi>r</mi></msub><mi>−</mi><mn>50</mn><mi>k</mi><mi>)</mi><mi>t</mi></mrow><mo>]</mo></mrow><mo>+</mo><mi>cos</mi><mrow><mo>[</mo><mrow><mn>2</mn><mi>π</mi><mi>(</mi><msub><mi>f</mi><mi>r</mi></msub><mo>+</mo><mn>50</mn><mi>k</mi><mi>)</mi><mi>t</mi></mrow><mo>]</mo></mrow></mrow><mo>}</mo></mrow></mrow></mstyle></mtd></mtr></mtable></mstyle>20、根据上式可知，通过相敏检波可将工频噪声的频带迁移至激励信号频率附近，有效解决工频噪声频带与有效信号频带重叠的问题，进而便可通过低通滤波器实现二者的分离。而且激励信号频率往往高于低通滤波器的截止带宽，因此可避免设置的低通滤波器截止频率过低导致的电路整体带宽损失的问题。21、所述的多级运算放大电路包括：高输入阻抗高通滤波器、引入主极点的反相放大器、第一可调增益超前-滞后校正电路、第二可调增益超前-滞后校正电路以及无源高通滤波器，高输入阻抗高通滤波器的输入端同时与参考电容以及电容传感器探头接口的内信号层连接，高输入阻抗高通滤波器的输出端与引入主极点的反相放大器的输入端连接，引入主极点的反相放大器的输出端与第一可调增益超前-滞后校正电路的输入端连接，第一可调增益超前-滞后校正电路的输出端与第二可调增益超前-滞后校正电路的输入端连接，第二可调增益超前-滞后校正电路的输出端与无源高通滤波器的输入端连接，无源高通滤波器的输出端同时与电容传感器探头接口的外屏蔽层、大地接口以及高输入阻抗模拟乘法器的第二输入端连接。22、所述的相敏检波电路包括：高输入阻抗模拟乘法器以及可调增益六阶贝塞尔低通滤波器，高输入阻抗模拟乘法器的第一输入端同时与激励信号输入接口以及参考电容连接，高输入阻抗模拟乘法器的第二输入端同时与电容传感器探头接口的外屏蔽层、无源高通滤波器的输出端以及大地接口连接，高输入阻抗模拟乘法器的输出端与可调增益六阶贝塞尔低通滤波器的输入端连接，可调增益六阶贝塞尔低通滤波器的输出端与电压信号输出接口连接。23、所述的高输入阻抗高通滤波器、引入主极点的反相放大器以及第一、第二可调增益超前-滞后校正电路的电路结构为：24、高输入阻抗高通滤波器的输入端口与运算放大器ic1的同相输入端连接，运算放大器ic1的输出端同时与运算放大器ic1的反相输入端和电容c1的一端连接，电容c1的另一端作为高输入阻抗高通滤波器的输出端口，并与电阻r1的一端连接，电阻r1的另一端接电气地，运算放大器ic1的正电源端口接电源vcc1，运算放大器ic1的负电源端口接电源vcc2。运算放大器ic1自身的反相输入端与输出端连接，构成电压跟随器，其目的是提高输入阻抗。电容c1与电阻r1构成无源高通滤波器。在运算放大器ic1的单位增益带宽内，该部分电路的传递函数为：25、26、其中，为拉普拉斯算子。由上式可知，其-3db截止频率为，可通过调整电阻/容值来设置截止频率。高输入阻抗高通滤波器一方面可以提高多级运算放大电路的输入阻抗，另一方面可以消除低频直流偏置电压。27、引入主极点的反相放大器的输入端口与电阻r3的一端连接，电阻r3的另一端同时与运算放大器ic2的反相输入端、电阻r2的一端以及电容c2的一端连接，运算放大器ic2的输出端作为引入主极点的反相放大器的输出端，同时与电容c2的另一端以及电阻r2的另一端连接，电阻r4的一端接电气地，另一端与运算放大器ic2的同相输入端连接，运算放大器ic2的正电源端口接电源vcc3，运算放大器ic2的负电源端口接电源vcc4。引入主极点的反相放大器的作用是提供高增益的同时通过主极点使得开环增益提前衰减，降低开环传递函数的剪切频率。该部分电路的传递函数为：28、29、其中，为拉普拉斯算子。由上式可知，其增益为，极点为，可通过调整电阻/容值来设置增益与极点位置。接到运算放大器ic2的同相输入端的电阻r4的作用是实现运算放大器的输入阻抗匹配。30、第一可调增益超前-滞后校正电路的输入端口同时与电容c4的一端以及电阻r8的一端连接，电容c4的另一端、电阻r8的另一端、电阻r9的一端以及电阻r7的一端连接在一起，电阻r9的另一端接电气地，电阻r7的另一端与运算放大器ic3的同相输入端连接，电阻r5的一端接电气地，电阻r5的另一端、运算放大器ic3的反相输入端、电阻r6的一端以及电容c3的一端连接在一起，运算放大器ic3的输出端作为第一可调增益超前-滞后校正电路的输出端口，同时与电容c3的另一端以及电阻r6的另一端连接，运算放大器ic3的正电源端口接电源vcc3，运算放大器ic2的负电源端口接电源vcc4。电容c4、电阻r8以及电阻r9构成无源超前校正电路，可一定程度上去除前级运算放大器输出的直流偏置，其传递函数为：31、32、其中，为拉普拉斯算子，表示r8并联r9的等效电阻。由上式可知，无源超前校正电路在低频段的增益为，在高频段的增益为1，零点为，极点为<mstyledisplaystyle="true"mathcolor="#000000"><mn>1</mn><mi>/</mi><mrow><mo>[</mo><mrow><mrow><mo>(</mo><mrow><msub><mi>r</mi><mn>8</mn></msub><mi>∥</mi><msub><mi>r</mi><mn>9</mn></msub></mrow><mo>)</mo></mrow><msub><mi>c</mi><mn>4</mn></msub></mrow><mo>]</mo></mrow></mstyle>。由于一定小于，因此零点一定小于极点，故称之为超前校正。通过调整电阻/容值可以设置无源超前校正电路的低频增益以及零极点位置。运算放大器ic3、电容c3以及电阻r5、r6、r7构成有源滞后校正电路，其传递函数为：33、34、其中，为拉普拉斯算子，表示r5并联r6的等效电阻。由上式可知，有源滞后校正电路在低频段的增益为，在高频段的增益为1，零点为<mstyledisplaystyle="true"mathcolor="#000000"><mn>1</mn><mi>/</mi><mrow><mo>[</mo><mrow><mrow><mo>(</mo><mrow><msub><mi>r</mi><mn>5</mn></msub><mi>∥</mi><msub><mi>r</mi><mn>6</mn></msub></mrow><mo>)</mo></mrow><msub><mi>c</mi><mn>3</mn></msub></mrow><mo>]</mo></mrow></mstyle>，极点为。由于一定小于，因此零点一定大于极点，故称之为滞后校正。通过调整电阻/容值可以设置有源滞后校正电路的低频增益以及零极点位置。35、第二可调增益超前-滞后校正电路和第一可调增益超前-滞后校正电路采用相同的电路结构及接线方式，第二可调增益超前-滞后校正电路的输入端与第一可调增益超前-滞后校正电路的输出端连接，第二可调增益超前-滞后校正电路的输出端与无源高通滤波器的输入端连接。36、无源高通滤波器的电路结构与接线方式相比于高输入阻抗高通滤波器，缺少了由运算放大器构成的电压跟随器，其余保持一样。其作用同样是去除运算放大器输出的直流偏置。无源高通滤波器的输入端与第二可调增益超前-滞后校正电路的输出端连接，无源高通滤波器的输出端、电容传感器探头接口的外屏蔽层、大地接口以及高输入阻抗模拟乘法器的第二输入端连接在一起。37、高输入阻抗高通滤波器、引入主极点的反相放大器、第一可调增益超前-滞后校正电路、第二可调增益超前-滞后校正电路以及无源高通滤波器共同构成了多级运算放大电路。根据前文可知，多级运算放大电路在激励信号频率处的开环增益越高则越有利于减小近似误差以及抑制寄生电容的影响。该部分电路通过引入主极点的反相放大器以及第一、第二可调增益超前-滞后校正电路来提供高开环增益。具体可根据前文所述的计算公式进行增益配置。另外，由于运算放大器自身的限制，在高频处表现出的极点会使开环增益衰减，同时引起相位滞后。对于多级运算放大电路，由于用到多个运算放大器，则会导致开环传递函数在剪切频率处的相位滞后很大，导致闭环后的运算放大式幅度调制电路不稳定。因此，需要合理配置高输入阻抗高通滤波器、引入主极点的反相放大器、第一可调增益超前-滞后校正电路、第二可调增益超前-滞后校正电路以及无源高通滤波器的零极点，使其开环传递函数满足奈奎斯特稳定判据，保证闭环后的运算放大式幅度调制电路稳定。同时使多级运算放大电路的开环传递函数呈现出选频放大特性，即在激励信号频率处增益最大，向低频、高频段开环增益逐渐衰减。38、所述的高输入阻抗模拟乘法器以及可调增益六阶贝塞尔低通滤波器的电路结构为：39、高输入阻抗模拟乘法器的第一输入端与模拟乘法器ic5的第一x输入端连接，高输入阻抗模拟乘法器的第二输入端与运算放大器ic4的同相输入端连接，运算放大器ic4的反相输入端、运算放大器ic4的输出端以及模拟乘法器ic5的第二y输入端连接在一起，模拟乘法器ic5的第一y输入端、z输入端以及第二x输入端均接电气地，模拟乘法器ic5的w输出端作为高输入阻抗模拟乘法器的输出，运算放大器ic4的正电源端口接电源vcc1，运算放大器ic4的负电源端口接电源vcc2，模拟乘法器ic5的正电源端口接电源vcc1，模拟乘法器ic5的负电源端口接电源vcc2。40、模拟乘法器ic5的运算关系为：w输出端电压=(第一x输入端电压-第二x输入端电压)×(第一y输入端电压-第二y输入端电压)+z输入端电压；根据所述的电路结构，进一步可得本发明中的高输入阻抗模拟乘法器的运算关系为：41、42、其中，为高输入阻抗模拟乘法器输出信号，为高输入阻抗模拟乘法器第一输入端信号，为高输入阻抗模拟乘法器第二输入端信号。从第一输入端输入的信号是激励信号，即；从第二输入端输入的信号是运算放大式幅度调制电路的输出信号，其与激励信号同频反相，且幅值与位移成线性关系，即。因此，经过乘法运算后得到的输出信号：43、44、由上式可知，经过乘法处理后，信号中出现差频项与和频项，二者在频域角度是可分的。经过低通滤波器，便可将和频项滤除，仅保留差频项的位移变化信息，从而完成信号解调。45、可调增益六阶贝塞尔低通滤波器的输入端与电阻r16的一端连接，电阻r16的另一端、电容c5的一端以及电阻r17的一端连接在一起，电阻r17的另一端、电容c6的一端以及运算放大器ic6的同相输入端连接在一起，电容c5的另一端、运算放大器ic6的反相输入端、运算放大器ic6的输出端以及电阻r18的一端连接在一起，电容c6的另一端接电气地，运算放大器ic6的正电源端口接电源vcc1，运算放大器ic6的负电源端口接电源vcc2，电阻r18的另一端、电容c7的一端以及电阻r19的一端连接在一起，电阻r19的另一端、电容c8的一端以及运算放大器ic7的同相输入端连接在一起，电阻r10的一端接电气地，电阻r10的另一端、电阻r11的一端以及运算放大器ic7的反相输入端连接在一起，电阻r11的另一端、运算放大器ic7的输出端、电容c7的另一端以及电阻r20的一端连接在一起，电容c8的另一端接电气地，运算放大器ic7的正电源端口接电源vcc3，运算放大器ic7的负电源端口接电源vcc4，电阻r20的另一端、电容c9的一端以及电阻r21的一端连接在一起，电阻r21的另一端、电容c10的一端以及运算放大器ic8的同相输入端连接在一起，电阻r12的一端接电气地，电阻r12的另一端、电阻r13的一端以及运算放大器ic8的反相输入端连接在一起，电阻r13的另一端、运算放大器ic8的输出端、电容c9的另一端以及电阻r22的一端连接在一起，电容c10的另一端接电气地，运算放大器ic8的正电源端口接电源vcc3，运算放大器ic8的负电源端口接电源vcc4，电阻r22的另一端与运算放大器ic9的同相输入端连接，电阻r14的一端接电气地，电阻r14的另一端、运算放大器ic9的反相输入端以及电阻r15的一端连接在一起，运算放大器ic9的输出端作为可调增益六阶贝塞尔低通滤波器的输出，与电阻r15的另一端连接，运算放大器ic9的正电源端口接电源vcc3，运算放大器ic9的负电源端口接电源vcc4。46、高阶低通滤波器可以通过一阶、二阶有源低通滤波器级联而成，因此低通滤波器的一般性的传递函数为：47、48、式中，是低通滤波器的通带增益，是第i级低通滤波器的一次项系数，是第i级低通滤波器的二次项系数。巴特沃斯、切比雪夫和贝塞尔滤波器具有不同的滤波器系数和。本发明采用3个二阶有源低通滤波器级联构成六阶贝塞尔低通滤波器，对应的各级滤波器系数为：、、、、、。以第一级的二阶低通滤波器为例，运算放大器ic6、电阻r16、r17、电容c5、c6构成了单位增益的sallen-key型二阶低通滤波器，其传递函数为：49、50、式中，为低通滤波器-3db截止频率，s为拉普拉斯算子。把上式与低通滤波器传递函数一般式进行系数对比之后，可以得到：51、52、指定和的容值后，可根据下式计算和的阻值：53、54、为了得到实数解，需满足以下条件：55、56、第二、三级的二阶低通滤波器可类比第一级的计算公式与步骤进行设计。运算放大器ic9、电阻r14、r15、r22共同构成了同相比例放大电路，其增益为，可通过调节其增益，使输出直流电压保持在合适的区间。57、本发明的有益效果在于：58、1.本发明通过超前-滞后多级校正技术改善了多级运算放大电路的选频放大特性，相比于单纯的超前或滞后校正，可在信号激励频率处实现更高的开环增益，有利于减小测量原理近似误差以及抑制电缆寄生电容的影响。59、2.与全波整流检波方法相比，本发明使用相敏检波技术进行位移信号的解调，可在不额外设置陷波滤波器，不损失电路整体带宽的情况下有效去除低频加性噪声，有利于抑制电路的噪声水平，进而提高测量分辨力。60、3.本发明研究了巴特沃斯、切比雪夫和贝塞尔型低通滤波器在相同含有阶跃信号的输入信号下的动态响应，对比发现贝塞尔低通滤波器的超调量最小，调节时间最短，进而综合考虑滤波效果，最终确定采用六阶贝塞尔低通滤波器，改善了接口电路在含有阶跃输入下的动态响应特性，有利于减小传感器的动态测量误差。当前第1页12当前第1页12