用于开关转换器的准谐振模式电压控制的设备和方法与流程

本申请是申请日为2016年12月27日、申请号为201611228258.2、发明名称为“用于开关转换器的准谐振模式电压控制的设备和方法”的专利申请的分案申请。

本公开内容涉及一种用于开关转换器的准谐振模式电压控制的设备和方法，开关转换器特别地(但不意味着通用性的任何损失)是一种功率因数校正转换器(以下称为pfc转换器)。

背景技术：

众所周知，在开关模式电源(smps)或固态照明(ssl)系统中使用的电压转换器通常被用来满足关于相应的电气性能的严格规范。特别地，转换器被用来保证在没有负载的状况下(例如，耗散功率小于300mw)的高质量因数(用基本单位功率因数——pf，例如大于0.9)和高效率/低功耗。

通常，这些功率转换器被设计成将在输入处接收的量，例如来自电网电源的ac电压，转换成经调节的输出量，例如dc电压，以为例如led群组的电负载供电。

例如，高功率因数满足由标准(例如，由欧洲的iec61000-3-2标准和日本的jeita-miti标准)所设想的谐波电流发射的限制；而高效率/低功耗满足能量效率规范，例如用于外部电源的energystar2.0或用于计算机的energystar5.0等。

特别地，当期望高输出功率(例如，高于50w-75w)时，已知使用具有两级架构的功率转换器，其中第一级典型地定义pfc转换器，例如升压型。在这种情况下，pfc转换器执行ac电网电压的升压操作，在输出处生成例如值为400v的经调节的dc电压。pfc转换器由适当的控制设备控制，用于调节在从电力电网的吸收中的功率因数。

作为示例，图1示出了功率转换器的电路图，例如整体由1指示的升压型pfc转换器，其由2指示的相应的控制设备控制(然而应当强调，后面的内容可应用于不同的转换器拓扑，例如反激式或降压-升压型)。

控制设备2被制成集成电路，并且具有封装和相应的输入管脚和输出管脚。该集成电路可以与定义功率转换器1的电路组件一起安装在同一印刷电路板(pcb)上。

特别地，在该配置中，功率转换器1具有：其上存在输入电压vin(经整流的正弦波)的输入端子in，从例如由电网电源提供的ac电网电压vac开始由整流器级3(示意性地被示出)生成输入电压vin；以及其上存在输出电压vout的输出端子out，输出电压vout例如是dc电压，输出电压vout的值高于以期望值(例如，400v)调节的输入电压vin的值。

具有高频滤波功能的滤波电容器4a被连接到输入端子in，而具有电荷存储功能的存储电容器4b被连接到输出端子out。滤波电容器4a和存储电容器4b都被进一步连接到参考端子或接地端子(gnd)。

功率转换器1包括：电感器5，其被连接在输入端子in和第一内部节点n1之间；开关元件6，特别地是功率mosfet，其被连接在第一内部节点n1和参考端子之间；以及二极管元件7，其阳极被连接到第一内部节点n1，其阴极被连接到输出端子out。

开关元件6具有：被连接到第一内部节点n1的第一电流传导端子，特别地是相应的mosfet的漏极端子；被连接到参考端子和控制端子的第二电流传导端子，特别地是相应的mosfet的源极端子；和与相应的mosfet的栅极端子一致的控制端子。

分压器8被连接在输出端子out和参考端子之间，并由串联连接的第一分压器电阻器8a和第二分压器电阻器8b形成，其定义了内部节点n2，从内部节点n2取得反馈电压vfb。

功率转换器1还包括辅助绕组9，辅助绕组9被磁耦合到电感器5并且在辅助绕组9上存在监控电压vzcd。

控制设备2具有：第一输入端子2a，其被连接到第二内部节点n2并被设计成接收反馈电压vfb；第二输入端子2b，其通过第一耦合电阻器10被连接到辅助绕组9并且被设计成接收监控电压vzcd，监控电压vzcd基于辅助绕组9两端的电压；以及输出端子2c，其通过第二耦合电阻器11被连接到开关元件6的控制端子，并且被设计成在合适的时机提供控制信号gd，控制信号gd用于在脉宽调制(pwm)中控制同一开关元件6的开关。

控制设备2具有分别被连接到电源电压vcc和参考端子的另外的端子2d、2e。

特别地，控制设备2可以被配置成在所谓的准谐振模式中控制功率转换器1的操作，准谐振模式也被定义为“过渡模式”、“临界模式”或“边界模式”。

在每个开关周期，控制设备2控制开关元件6的闭合达间隔ton(占空比的“导通”间隔)，在该间隔期间，来自电源的电流在电感器5中且在开关元件6中流向地，确定了在同一电感器5中的能量的存储。

在电压控制模式中，基于指示输出电压vout的值，控制设备2通过适当的反馈控制回路来设置导通间隔ton的持续时间，在这种情况下输出电压vout的值从反馈电压vfb获得并且与适当的参考电压相比较(如下文详细描述)。

以本文未示出的方式，控制回路可替代地基于峰值电流控制。

然后，控制设备2控制开关元件6的断开达间隔toff(占空比的“截止”间隔)，在该间隔期间，先前被存储在电感器5中的能量经由二极管元件7被传送到负载和电荷存储元件4b。

特别地，在能量传输完成时，电感器5中的电流为零。由于存在于第一内部节点n1上的电容，主要由于开关元件6的mosfet的漏极端子的寄生电容和二极管元件7(截止)的寄生电容，输入电压vin的值周围的谐振状况发生在同一第一内部节点n1处的电压上。

根据准谐振控制模式，在相应的mosfet的漏极电压上存在的谐波振荡最小时，开关元件6闭合(并且相应的mosfet被接通)，这相对于电感器5中的电流归零的瞬时有一定延迟，因此转换器在零电流和零电压进行开关的状态下操作，从而实现高效率和最小的导通损耗。这种控制也被称为“波谷开关”，只要开关元件6的闭合发生在mosfet漏极电压的振荡波谷。

控制设备2基于监控电压vzcd进行波谷状况的检测并且因此确定截止间隔toff的持续时间，监控电压vzcd又是基于辅助绕组9两端的电压。

图2示出了电感器5中的电流il和控制信号gd(具有导通间隔ton，能量在该导通间隔期间被存储在电感器5中，并且截止间隔toff被示出)对应于所示的控制模式的曲线图。还示出了所谓的续流(freewheeling)时间间隔tfw和延迟时间间隔tr，电感器电流il在该续流时间间隔tfw中流过二极管元件7(将能量传输到存储元件4b上)，延迟时间间隔tr对应于针对波谷开关的等待间隔，即当电感器电流il变为零的时刻与开关元件6再次闭合的时刻之间的间隔。

参考图3，对于实施前面讨论的控制方法的控制设备2的已知类型的实施例，现在呈现其更详细的描述。例如，该控制设备2对应于由本申请人生产和销售的编码为stcmb1的设备。

控制设备2包括误差放大器级12，其具有被连接到第一输入端子2a并且接收反馈电压vfb的反相输入端子，以及接收有适当值的参考电压vref(例如，在控制设备2内由带隙发生器生成，从电源电压vcc开始)的非反相输入端子；误差放大器级12根据反馈电压vfb和参考电压vref之差生成控制电压vc，控制电压vc指示功率转换器1的输出电压vout的值。

以未详细描述的方式，rc类型的补偿网络被耦合到误差放大器级12的输出，其被设计成定义误差放大器级12的dc增益和相应的工作频率带宽，以确保控制回路的稳定性。

控制设备2还包括具有第一比较端子、第二比较端子和输出的比较器级15，第一比较端子被耦合到误差放大器级12的输出并且接收控制电压vc，第二比较端子接收斜坡电压vr，输出生成比较信号sc。

特别地，通过用电流发生器17生成的适当的恒定充电电流ic为具有电容c的电容器16进行充电来生成斜坡电压vr。由控制信号sw控制的开关18进一步与电容器元件16并联连接，以确定充电的开始和随后的放电(并且因此确定斜坡电压vr的交替上升和下降的模式)。

控制设备2还包括s/r触发器19，其具有：复位输入r，其被连接到比较器级15的输出并接收比较信号sc；置位输入s，其被连接到定时级20；取反输出q，其定义开关18的上述控制信号sw；以及输出q，其经由驱动器单元21提供用于控制功率转换器1的开关元件6的开关的控制信号gd。

定时级20包括检测单元26，检测单元26被耦合到控制设备2的第二输入2b并接收监控电压vzcd。检测单元26生成指示电感器5中的零电流状况开始的检测信号zcd。

定时级20还包括：延迟单元22，其被连接到检测单元26的输出并被配置成对检测信号zcd施加适当的时间延迟；or逻辑门24，其具有被连接到延迟单元22的输出的第一输入，被连接到启动器单元25的第二输入，以及将置位信号s提供给s/r触发器19的输出。

在操作期间，考虑到误差放大器级12的带宽足够窄，例如小于20hz，可以认为控制电压vc在电网周期中基本上恒定(即，dc值)。

斜坡电压vr的峰值vr_pk可以表示为：

假设开关元件6初始导通，则斜坡电压vr一直增加到其达到控制电压vc的值为止，从而切换比较器级15的输出，这使s/r触发器19复位并且导致同一开关元件6的断开。

因此，比较器级15的输出根据以下表达式确定开关元件6的导通间隔ton的持续时间：

其通过设置vr_pk＝vc从上述等式(1)开始被获得。

应当注意，在控制电压vc恒定的上述假设下，导通间隔ton的持续时间在每个电网周期期间基本上恒定。

在开关元件6断开之后，电感器5传递存储电容器4b上累积的能量并传递到负载，直到其完全去磁。此时，二极管元件7停止导通，并且第一内部节点n1上的电压以及因此的mosfet的漏极电压浮置。

由于相应的寄生电容和电感器5的电感之间的谐振耦合，该电压将经由振荡趋向达到瞬时的电网电压。

然而，在电感器5退磁之后在上述的第一内部节点n1上发生的电压突降被定时级20的检测单元26检测到，检测单元26在检测到监控电压vzcd的下降沿时生成脉冲。

由延迟单元22根据延迟时间间隔tr适当地延迟的检测信号zcd中的这个脉冲，因此设置s/r触发器19并再次闭合开关元件6，从而确定功率转换器1的新的操作周期。

以这种方式，控制方法设想，在电感器5中的电流达到零电平之后，经过适当的延迟，发生每个新的开关周期的开始。

应当注意，当控制设备2的第二输入2b处还不存在监控电压vzcd时，定时级20中的or逻辑门24的存在使得能够例如在启动阶段(或在从去激活状况返回时)开始新的操作周期。该特征还使得功率转换器1在由于任何原因在第二输入2b上不存在相同的监控电压vzcd的情况下不停止。

更详细地，并且也参考图4的图(其示出了控制设备2中的主电学量)，输入电压vin可以被认为基本上是经整流的正弦波，即vin(θ)＝vin，pk|sinθ|，其中θ∈(0，π)。

因此，电感器电流il的峰值ilpk由下式给出：

将等式(2)带入：

从图2的示意图中可以注意到，功率转换器1的开关周期t(θ)可以表示为：

t(θ)＝ton+tfw(θ)+tr(5)

其中，和tfw(θ)+tr构成截止间隔toff。

此外，功率转换器1的输入电流iin可以通过对一个开关周期中的电感器电流il(t，θ)求平均来确定。再次参考图2，可以立即验证下式适用：

在等式(6)中代入前面的等式(4)和(5)：

特别地，从等式(7)发现，仅在延迟时间间隔tr为零或基本上可忽略的情况下，输入电流是纯正弦的(因此保证理想的单位功率因数和理想的零失真)。

然而，已知存在几种情况和应用，其中为了使功率转换器的效率最大化，可以延长延迟时间间隔tr，延迟时间间隔tr因此可以不为零。

例如，已知类型的所谓的跳谷控制(valley-skippingcontrol)技术设想，在中等或低负载的状况下，为了控制操作的目的而跳过监测电压vzcd的一个或多个波谷，以便限制开关频率。

然而，基于先前讨论的内容，延迟时间间隔tr的增加导致功率转换器的失真特性(所谓的thd-总谐波失真-因数)的增加，并且特别是在谐波电流发射中的增加，这可能不允许实现预期的性能(例如，可能期望小于10％的thd)。

换言之，特别是在中等或低负载的操作状况下，现有的控制解决方案涉及在失真特性和可能实现的效率特性之间的折衷。

技术实现要素：

本公开的一个或多个实施例解决了上述突出的问题，特别地提供了一种控制解决方案，该控制解决方案使得可以组合前面讨论的控制技术的有利效果，其反而设想效率的最大化(通过延迟时间间隔tr的适当延长)，或者替代地设想谐波电流发射的最小化。

附图说明

为了更好地理解本公开，现在仅通过非限制性示例并参考附图描述其优选实施例，其中：

-图1示出了已知类型的功率转换器和相应的控制设备的一般电路图；

-图2示出与图1的功率转换器相关联的电量的示意图；

-图3示出了图1的功率转换器的控制设备的更详细框图；

-图4示出了图3的控制设备中的电量的示意图；

-图5示出了根据本解决方案的一个实施例的例如图1所示的类型的开关转换器的控制设备的框图；

-图6示出了图5的控制设备中的电量的示意图；

-图7是图5的控制设备中的电流发生器的电路图；

-图8和图9分别示出了图3和图5的控制设备的电量的曲线图；

-图10是使用功率转换器的电子设备的一般框图；

-图11示出了根据本解决方案的另一实施例的功率转换器和相应控制设备的电路图；

-图12示出了图11的功率转换器中的电量的图；

-图13示出了对应于本解决方案的又一实施例的电量的示意图；

-图14示出了根据本解决方案的上述另一实施例的功率转换器的控制设备的电路图；和

-图15示出了图14的控制设备中的电量的曲线图。

具体实施方式

考虑开关周期可以表示为t(θ)＝ton(θ)+tfw(θ)+tr，并且导通时间间隔ton(θ)取决于瞬时电网相位角θ(其中0≤θ＝2πflt≤π，fl是电网频率)，导通时间间隔ton(θ)实际上不必如传统解决方案中那样恒定，上述等式(7)可以重写如下：

如将详细讨论的，本解决方案的一个方面源于本申请人的实现，即在上述等式(8)中可以认出失真因数，该失真因数与开关周期中的取平均的操作相关联并且导致输入电流iin(θ)的值的失真。

该失真因数由下式给出：

失真因数由此关联到开关操作，并且取决于时间间隔ton、tfw和tr的值。取决于相位角θ，该失真因数在上述等式(8)中作为乘法因数介入，从而使输入电流iin的曲线图失真，否则该曲线将是正弦的。

因此，本解决方案的一个方面设想通过对控制电压vc的值进行预失真来适当地补偿上述失真，上述预失真通过上述失真因数的倒数给出的预失真因数进行，该预失真因数由下式给出：

因此，假定控制电压vc在上述等式(8)中作为输入电流iin的乘法因数介入，那么对应于由上述的取平均操作引入的失真项的倒数的这一项使得其失真的影响基本上被抵消。

因此，控制方法设想从控制电压vc开始的预失真的控制电压vct(θ)的生成，由下式给出：

其中，k是适当的常数，并且vc是最初在控制设备2(在先前说明的情况中，是存在于误差放大器级12的输出处的电压)中提供的控制电压，以便确定导通间隔ton的持续时间。

一旦已经利用上述预失真因数消除了失真因数，就通过考虑等式(8)并且在其中代入预失真的控制电压vct(θ)的表达式，获得下式，

这是完美的正弦波，特别是与延迟时间间隔tr(的持续时间并且，等效地与导通间隔ton和续流间隔tfw的持续时间)无关。

参考图5，现在对根据本解决方案的控制设备30a的可能实施例进行描述。应当注意，通常，控制设备30a以与先前描述的控制设备2等同的方式实现，并且还可以例如用于功率转换器1中，例如升压型pfc转换器，其配置等同于参考图1所讨论的配置。然而，应当强调的是，如下文所示，如在下文中还在另一方面突出的是，此处所述的内容在功率转换器的其他拓扑以及在相应的控制设备的不同配置中也可以找到有利的应用。

如上述图5所示，由于设置在误差放大器级12的输出和比较器级15的反相输入之间的预失真级32的存在，控制设备30a不同于上述的控制设备2。

特别地，预失真级32具有输入32a和输出32b，输入32a被连接到误差放大器级12的输出并且接收控制电压vc，输出32b向比较器级15的反相输入端子提供预失真的控制电压vct(θ)。

预失真级32包括具有控制输入的受控电流发生器34，其被耦合到预失真级32的输入32a并且接收控制电压vc。该受控电流发生器34在输出处在充电节点ni上生成充电电流ich，该充电电流ich的值基于控制电压vc，根据下式：

ich(θ)＝gmvc(13)

其中，gm是受控电流发生器34的电压/电流增益。

如图所示，受控电流发生器34还具有供电输入，其接收例如功率转换器1的供电电压vcc。

预失真级32还包括连接在节点ni和参考端子之间的充电电容器36。

应当注意，根据应用，充电电容器36可以与控制设备30a的其它电路元件(即，在同一裸片和/或封装内获得)集成；或者，充电电容器36可以是电连接到控制设备30a的输入端子的分立组件。在后一种情况下，充电节点ni构成控制设备30a的另一个输入端子。

控制设备30a还包括：

放电电阻器38，其被连接到充电节点ni并且还经由放电开关39被连接到参考端子。

放电开关39接收取反信号作为控制信号，该取反信号构成由检测单元26生成的检测信号zcd的取反版本，指示电感器5中的零电流状况的开始。

在使用中，当取反信号为高时，即在电感器5被磁化的时间间隔t(θ)-tr期间(也参见随后的图6)，也即当电感器电流il非零时，放电电阻器38与充电电容器36并联连接。

当取反信号为低时，即当电感器5被去磁并且电感器电流il为零时，同一放电电阻器38被断开连接并且从充电电容器36断开耦合。

因此，充电电容器36在电感器5被去磁的延迟时间间隔tr期间充电，而在开关周期(ton(θ)+tfw(θ))的剩余时间间隔期间放电，其中电感器5被电感器电流il磁化。

换言之，充电电容器36的放电在电感器电流il非零的开关周期t中的时间间隔期间发生。

充电电容器36两端的电压是提供给比较器级15的反相输入端子的预失真控制电压vct(θ)(应该注意的是，没有对连接到同一比较器级15的非反相端子的电路组件进行修改)。

在控制电压vc在电网半周期期间基本上恒定的假设下(如前所述)，充电电流ich(θ)也基本上恒定。

特别地，为了以下考虑，假设以下表达式适用：

t(θ)＜＜rtct＜＜1/fl(14)

其中fl是电网频率；即，假设开关周期比由放电电阻器38和充电电容器36定义的时间常数rtct低得多，并且相同的时间常数rtct远低于该电网周期。如果该假设有效，则充电电容器36上的开关频率的纹波是可忽略的。此外，充电电流ich(θ)在每个电网半周期期间基本上是恒定的。

在充电电容器36上应用电荷平衡关系(考虑到充电电流ich在整个周期t(θ)内流向充电电容器36并且在间隔t(θ)-tr期间发生朝向参考端子的放电，可以获得以下表达式：

将针对充电电流ich(θ)的等式(13)代入等式(15)，并且针对预失真的控制电压vct(θ)进行求解，获得以下表达式：

其具有与等式(11)相同的形式，并且因此用常数k满足了控制目标，常数k由下式给出：

k＝gmrt(17)

因此，可以得出结论，所提出的解决方案使得可以获得总为正弦的输入电流iin是可能的，特别是甚至在延迟时间间隔tr非零的情况下。

如前所述，在所提出的解决方案中，导通间隔ton不是像传统的解决方案中那样是恒定的，而是根据下面的表达式取决于瞬时电网相位θ：

以类似于先前在图4中所示的方式，图6示出了控制设备30a中的主电量，其曲线反映了先前已经示出的内容。

参考图7，现在讨论受控电流发生器34的可能的电路实施例，其在这种情况下包括运算放大器40，其非反相端子被连接到受控电流发生器34的控制输入并且接收控制电压vc，其输出端子被连接到晶体管41的基极端子，而其反相端子被连接到同一晶体管41的发射极端子。

受控电流发生器34还包括：电阻器43，其被连接在晶体管41的上述发射极端子和参考端子之间；和电流镜44，其以本身已知的方式(本文中未详细描述)由一对晶体管44a、44b构成。

特别地，电流镜44的第一分支被连接到晶体管41的集电极端子，而电流镜44的第二分支被连接到受控电流发生器34的输出，以提供充电电流ich。

可以立即验证，在该解决方案中，充电电流ich由以下表达式给出：

其中，rm是电阻器43的电阻，而s是电流镜44的镜像因数。

因此，上述电压/电流增益gm在这种情况下由下式给出

本申请人已经测试并验证了由若干模拟和实验测试提出的解决方案。

作为示例，图8和图9提供了如图8所示的根据已知技术的控制设备(特别是图3的控制设备2)的性能与如图9所示的根据本解决方案的控制设备30的性能之间的比较。

在这两种情况下，功率转换器以半负载操作，并且启用跳谷模式以便提高效率。

可以立即证实所提出的解决方案能够大大减少波形失真，从而获得失真因数thd的显著减小，从大约29％(在传统解决方案中)减小到大约10％(在所提出的解决方案中)。

如前所述，功率转换器1和相应的控制设备30a可以有利地用在开关电源50中，如图10所示。

特别地，开关电源50包括在该示例中经由emi滤波器53被连接到电网52的整流器级3(例如，二极管桥类型)以及被连接到整流器级3的输出的输入电容器元件4a，输入电压vin存在于整流器级3上。

如先前所定义的，开关电源50还包括功率转换器1，其输入端子in被连接到输入电容器元件4a，其输出端子out被连接到电荷存储元件4b。

控制设备30a控制功率转换器1的操作，以确保来自电网52的吸收中的期望功率因数。

开关电源50还包括输出功率转换器56，在dc/dc型的示例中，其输入被连接到输出电容器元件4b并且其被设计成向负载或最终用户(未示出)提供输出电压的期望值，该值例如相对于输出电压vout的值适当减小。

所提出的解决方案的优点从前面的描述中清楚地显现出来。

在任何情况下，再次强调的是，本解决方案允许克服已知类型的控制解决方案的限制，使得除了其他特征之外还可以获得理想的正弦输入电流iin，并且在任何情况下获得小于10％的失真因数。

同时，所提出的控制解决方案使得能够在没有任何影响的情况下使用旨在最大化任何负载条件下的效率的控制技术(诸如跳谷技术，或者通常设想延迟时间间隔tr的适当的、甚至延长的持续时间的技术)。

最后，显然可以对在此描述和示出的内容进行修改和变化，而因此不脱离本公开的范围。

特别地，再次强调的是，尽管在前面的描述中明确提及了升压型转换器，但是本解决方案还可以有利地应用于不仅针对功率因数-控制应用的转换器的其他拓扑。

在这方面，图11示出了所提出的解决方案应用于由1’指示的反激型(flybacktype)的功率转换器。

为了不对本讨论造成负担，不详细描述已知类型的功率转换器1’的电路配置，但是仅强调的是，前面描述的解决方案在该功率转换器1’中也发现了类似的应用，其中由于其电路拓扑不同而具有一些差异。

特别地，在这种情况下，反激式转换器的变压器的初级绕组对应于升压变换器的电感器5(并因此用相同的附图标记指示)。在这种情况下，电感器电流il流过由该初级绕组构成的电感器元件。

在这种情况下，控制电压vc从反馈电流ifb开始获得，反馈电流ifb从功率转换器1’的变压器的绝缘次级绕组60被引出。该反馈电流ifb在控制电阻器51中生成控制电压vc，控制电阻器51连接在控制设备30b的电源端子和第一输入端子2a之间。

以总的类似于先前所描述的方式，控制电压vc通过预失真级32被预失真以生成预失真控制电压vct(θ)。以与之前讨论的方式总的类似的方式获得预失真级32，唯一的区别在于放电开关39在这种情况下受s/r触发器19的信号q控制。

事实上，在这种情况下，对于本领域技术人员显而易见的是，在开关周期期间与电感器电流il的取平均操作相关联的失真因数由下式给出：

应当注意，在这种情况下，该失真因数与相对于开关周期t(θ)的第一时间间隔ton的持续时间相关联。实际上，还假定了可忽略的延迟时间间隔tr，失真因数不为零(ton/t)。

当信号q为高(并且控制信号gd也为高)时，即在导通间隔ton期间，放电开关39闭合，而当信号q为低(并且控制信号gd也为低)时，即在开关周期t(θ)的截止间隔toff期间，放电开关39断开。

同样在这种情况下，充电电容器36的放电在开关周期t中的时间间隔期间发生，在该时间间隔期间电流il是非零的(在这种情况下，电流il流过由变压器的初级绕组构成的电感器元件5)。

因此，在本实施例中，预失真级32中的控制电压vc所乘的预失真因数由下式给出：

为了完整性，下面在任何情况下都提供与该另一实施例有关的全部有意义的方程。此外，以与先前讨论的类似的方式，图12示出了功率转换器1’中的主电学量。

如上所述，应用相对于预失真级32的充电电容器36的电荷平衡的考虑：

考虑到等式(13)也在这种情况下有效，则获得下式：

此外，考虑用于比较器级15的vr_pk＝vct(θ)和先前论述的等式(2)，得到以下表达式：

将上述等式(25)代入等式(3)，电感器电流的峰值由下式给出：

在开关周期上通过对电感器电流il(t，θ)取平均而获得的功率转换器的输入电流在这种情况下由下式给出：

将其代入等式(26)并且考虑表达式vin(θ)＝vin，pk|sinθ|再次有效：

根据需要，特别地，与延迟时间间隔tr的持续时间无关，该电流在所有条件下都是正弦的。

即使不会详细讨论，在这一点上也将显而易见的是，所讨论的解决方案可以如何在功率转换器的进一步的若干拓扑中找到有利的应用，例如降压-升压、sepic、zeta(逆sepic)类型和相应的变型，例如在所有在该类型的输入和输出之间具有转换或增益因数的转换器中：

其中，d是开关周期的占空比，即导通周期ton和开关周期t之间的比率。

现在，通过示例的方式，再次参考针对升压型功率变换器的应用来描述本解决方案的另一可能的变型。

如在图13的曲线图所示，并且另一方面对于本领域技术人员将是已知的，由于在实施功率转换器的开关元件的mosfet的漏极端子处的寄生电容，可能发生电感器电流il变为负。因此，可能发生电感器电流il的峰值il_pk低于期望值。

为了对该影响进行补偿，已知的控制解决方案设想，例如通过适当地延迟斜坡电压vr的斜坡的开始来适当地增加导通间隔ton的持续时间，斜坡电压vr的斜坡只要电感器电流il变为正就开始(而不是因此与控制信号gd同步)。

作为该已知技术的替代，如在图14中所示，通过经由取反信号的修改版本适当地驱动预失真级32的放电开关39，本解决方案可以实现延长导通间隔ton的持续时间的所需效果。

特别地，放电开关39在这种情况下由被修改的驱动信号驱动，该修改的驱动信号具有相对于取反信号而适当延长的持续时间。

如在上述的图13和图15的曲线图中所示，被修改的驱动信号的持续时间相对于取反信号被适当地延长，以这种方式可以获得预失真控制电压vct的增加，并且因此获得导通间隔ton的期望增加。

在该示例中，可以通过将电感器电流与正阈值th进行比较来获得修改的驱动信号特别地，修改的驱动信号在电感器电流il跨过阈值th时切换。

最后要强调的是，功率转换器也可以由不同于电网电源的电源来提供。此外，根据本解决方案的转换器可以有利地提供电压调节器或转换器，上述处理已经通过非限制性示例明确地参考了电压调节器或转换器，或者提供电流调节器或转换器(例如，用于led驱动器设备或电池充电器)。

上述的不同实施例可以被组合来提供进一步的实施例。可以按照上面详述的说明对该实施例做出这些和其他改变。通常，在下面的权利要求中，所使用的术语不应被解释为将权利要求限制于说明书和权利要求中公开的具体实施例，而是应当被解释为包括所有可能的实施例以及这些权利要求所赋予的等同物的全部范围。因此，权利要求不受本公开限制。