一种具无漏电流的升降压并网逆变器及其控制方法

本发明涉及电力电子，具体而言，涉及一种具无漏电流的升降压并网逆变器及其控制方法。

背景技术：

1、并网逆变器主要用于将能源设备产生的直流电转变成电网所需的交流电。按照能源设备的不同，并网逆变器一般可分为光伏发电并网逆变器、风力发电并网逆变器、动力设备发电并网逆变器等等。在现有技术中存在各种类型的并网逆变器。比如，按照直流侧电源性质的不同，可分为电压源型并网逆变器和电流源型并网逆变器；按照隔离方式的不同，可分为隔离型并网逆变器和非隔离型并网逆变器。按照转换能级次数的不同，并网逆变器又可分为单级并网逆变器、两级并网逆变器、多级并网逆变器。

2、现有技术中，单级并网逆变器包括单级单一变压并网逆变器、单级可升降压并网逆变器。图1为现有技术中单级电压源型并网逆变器的电路拓扑图。参照图1，单级电压源型并网逆变器可实现降压逆变，即输出的交流电压的峰值小于输入的直流电压值。图2为现有技术中单级电流源型并网逆变器的电路拓扑图。参照图2，单级电流源型并网逆变器可实现升压逆变，即输出的交流电压的峰值大于输入的直流电压值。在实际应用中，将可再生能源作为等效直流电源进行并网发电过程中，其输入的直流电压可能在一个较大范围内变动。比如，在不同天气情况下，同一光伏电池组产生的直流电压可能在300v-700v范围内变动。因此，传统的单级单一变压并网逆变器的应用受到了很大限制。

3、单级可升降压并网逆变器包括两种典型电路拓扑，z源并网逆变器(z-source并网逆变器)和自然软开关并网逆变器。图3为现有技术中z源并网逆变器的电路拓扑图。参照图3，z源并网逆变器能通过一级电路实现升压或降压逆变，减少了功率器件的数量。图4为现有技术自然软开关并网逆变器的电路拓扑图。当图4中的功率开关s5闭合时，其等效于一个直流输入侧为lc滤波电路、交流输出侧为lcl滤波电路的电压源型并网逆变器。当图4中的功率开关s5断开时，其等效于一个交流输出侧为lcl滤波电路的电流源型并网逆变器。z-source逆变器改变了等效直流输入电源的性质，使其既具备电压源又具备电流源特性。自然软开关逆变器在不同工作需求阶段，其直流输入电源呈现电压源或电流源特性。目前，其它单级可升降压并网逆变器的原理与这两类并网逆变器类似。但是，与传统电压源型并网逆变器相比，这两类并网逆变器都有一个缺点，即由于其功率回路中额外串接了一个、两个甚至多个平波电感，增加了额外的功率损失。

4、在现有技术中，传统的两级并网逆变器由boost(升压)dc-dc(直流-直流)电路和逆变电路构成，并且在其两级电路中的功率开关均以高频工作，开关损耗很大。图5为现有技术中两级时分式复合并网逆变器。参照图5所示，在两级时分式复合并网逆变器中，当直流输入电压低于电网电压时，此时并网逆变器可等效为工作在boost(升压)模式下的电流源逆变器；当直流输入电压高于电网电压时，此时并网逆变器可等效为工作在buck(降压)模式下的电压源逆变器。图6为现有技术中两级时分式复合并网逆变器的boost(升压)工作状态图；图7为现有技术中两级时分式复合并网逆变器的buck(降压)工作状态图。参照图6以及图7，两级时分式复合并网逆变器降低了开关损耗，但是在以boost模式高频工作期间，输出滤波器等效为cl-cl滤波器，虽然滤波效果得到加强，但同时也带来了功率损耗加大与控制难度加大的问题。图8为现有技术中的一种电压电流混源型光伏并网逆变器原理图。如图8所示，该拓扑结构可以提高输入直流电源的利用率，有效降低母线电容。但开关器件较多，增加逆变器成本。

5、因此，有必要提供一种具无漏电流的升降压并网逆变器及其控制方法用以解决现有技术中的并网逆变器在对变化范围较大的直流输入电压进行220v/380v低压并网时功率损耗高、存在电流泄漏且开关器件多的问题。

技术实现思路

1、鉴于此，本发明提出了一种具无漏电流的升降压并网逆变器及其控制方法，旨在解决现有技术中的并网逆变器在对变化范围较大的直流输入电压进行220v/380v低压并网时功率损耗高、存在电流泄漏且开关器件多的问题。

2、一方面，本发明提出了一种具无漏电流的升降压并网逆变器，包括：

3、直流电源e1、第一直流母线电容c1和第二直流母线电容c2，所述直流电源e1正极连接所述第一直流母线电容c1第一端，所述直流电源e1负极连接所述第二直流母线电容c2第二端，所述第一直流母线电容c1第二端连接所述第二直流母线电容c2第一端并接地；

4、第一功率开关管s1、第三功率开关管s3、第一电感l1、第二电感l2和第一二极管d1，所述第一功率开关管s1漏极与所述直流电源e1正极连接，所述第一功率开关管s1源极分别与所述第一电感l1的第一端和所述第一二极管d1阴极连接，所述第三功率开关管s3源极与所述直流电源e1负极连接，所述第三功率开关管s3漏极分别与所述第二电感l2第一端和所述第一二极管d1阳极连接，所述第一电感l1第一端与所述第二电感l2第二端为同名端；

5、第二功率开关管s2、第四功率开关管s4和第五功率开关管s5，所述第一电感l1第二端分别连接所述第二功率开关管s2集电极与所述第五功率开关管s5漏极，所述第二功率开关管s2发射极连接所述第四功率开关管s4集电极，所述第二电感l2第二端连接所述第四功率开关管s4发射极与所述第五功率开关管s5源极；

6、滤波电路，所述滤波电路与所述第二功率开关管s2发射极和s4集电极连接；其中，所述滤波电路包括：滤波电感lg和滤波电容cg。

7、vg为交流电源。

8、进一步的，所述第二功率开关管s2发射极分别连接所述滤波电容cg第一端与所述滤波电感lg第一端，所述滤波电感lg第二端连接所述交流电源vg第一端，所述滤波电容cg第二端与所述交流电源vg第二端连接并接地。

9、进一步的，所述第一功率开关管s1、所述第三功率开关管s3与所述第五功率开关管s5均为金属氧化物半导体场效应晶体管；

10、所述第二功率开关管s2与所述第四功率开关管s4为逆阻型绝缘栅双极性晶体管。

11、进一步的，所述第二功率开关管s2可以使用一个二极管和一个金属氧化物半导体场效应晶体管串联代替，且所述二极管和所述金属氧化物半导体场效应晶体管的物理位置可以互换。

12、进一步的，所述第四功率开关管s4可以使用一个二极管和一个金属氧化物半导体场效应晶体管串联代替，且所述二极管和所述金属氧化物半导体场效应晶体管的物理位置可以互换。

13、进一步的，所述第一直流母线电容c1和所述第二直流母线电容c2大小相等。

14、与现有技术相比，本发明的有益效果在于：本发明采用的功率器件数量较少，并将第一电感与第二电感互相耦合共用一个磁芯，降低成本和体积，相对于传统的各种逆变器功率回路电感压降最小；本发明的具无漏电流的升降压并网逆变器在减少功率器件以及没有增加额外的无源器件的前提下，减小功率损耗，同时可以保障第一母线电容电压与第二母线电容电压保持平衡，有效地抑制漏电流。

15、另一方面，本技术还提供了一种具无漏电流的升降压并网逆变器控制方法，包括：

16、当第一直流母线电容电压vc1与第二直流母线电容电压vc2均大于所述交流电源vg的交流电压绝对值时，所述具无漏电流的升降压并网逆变器在交流电压正负半周均工作在降压模式；

17、当第一直流母线电容电压vc1或第二直流母线电容电压vc2小于所述交流电源vg的交流电压绝对值时，所述具无漏电流的升降压并网逆变器在交流电压正或负半周工作在升压模式。

18、进一步的，所述当第一直流母线电容电压vc1与第二直流母线电容电压vc2均大于所述交流电源vg的交流电压绝对值时，所述具无漏电流的升降压并网逆变器在交流电压正负半周均工作在降压模式时，包括：

19、在交流电压正半周时所述第一功率开关管s1高频工作，所述第二功率开关管s2导通，所述第三功率开关管s3至所述第五功率开关管s5关断；

20、在交流电压负半周时所述第三功率开关管s3高频工作，所述第四功率开关管s4导通，所述第一功率开关管s1、所述第二功率开关管s2和所述第五功率开关管s5关断。

21、进一步的，所述当第一直流母线电容电压vc1或第二直流母线电容电压vc2小于所述交流电源vg的交流电压绝对值时，所述具无漏电流的升降压并网逆变器在交流电压正或负半周工作在升压模式时，包括：

22、在交流电压正半周时所述第一功率开关管s1与所述第二功率开关管s2导通，所述第三功率开关管s3和所述第五功率开关管s5高频工作，所述第四功率开关管s4关断；

23、在交流电压负半周时所述第三功率开关管s3与所述第四功率开关管s4导通，所述第一功率开关管s1与所述第五功率开关管s5高频工作，所述第二功率开关管s2关断。

24、与现有技术相比，本发明的有益效果在于：具无漏电流的升降压并网逆变器工作在降压模式时只有一个开关器件工作在高频状态，在升压模式下也只有一个开关器件工作在高频状态，开关损耗小，因此可以在高频情况下保持高效率。