一种反激变换器抖频的功率波动抑制方法及电路

本发明涉及电力电子，特别涉及一种反激变换器抖频的功率波动抑制方法，还涉及一种反激变换器抖频的功率波动抑制电路。

背景技术：

1、为了改善反激电路的emi特性，抖频是一种常见手段，通过改变开关频率，使得电磁噪声能量在一定频谱范围内分布，降低其幅值，从而降低emi滤波器的成本、体积与重量。

2、准谐振反激变换器(qr flyback)广泛应用于中小功率场合，如手机充电器、家用电器充电器等。qr反激变换器在原边峰值电流达到设定值时，器件关断，在变压器激磁电流过零时(有适当延时)，再次开通。因此，在其他条件(输入电压、输出电压和负载功率)不变情况下，其开关频率由峰值电流决定。

3、针对qr反激变换器的抖频，通常使用调制原边峰值电流的方法实现，在准谐振工作情况下，开关频率由峰值电流决定，在峰值电流调制实现抖频(改变开关频率)时，会使得qr反激变换器出现功率波动。

4、传统副边反馈控制的准谐振反激变换器的拓扑如图1所示，需要采样的信号分别是光耦副边输出vcomp，代表输出控制的误差信号；原边采样电阻两端电压vcs，以及变压器辅助绕组两端电压va。这些信号采样后输入给控制器进行后续控制，控制器可以是模拟控制电路，也可以是数字控制电路。模拟控制电路有众多的专用控制芯片。数字控制器可以选择dsp(digital signal processor，数字信号处理器)、fpga(fieldprogrammablegatearray，现场可编程门阵列)、微控制器mcu(micro controllerunit)等类型的控制器。

5、准谐振反激变换器的关键波形如图2所示，vgs为mos管的驱动信号，vds为mos管的漏源电压，id为mos管的漏极电流，即原边电流，va为变压器辅助绕组两端的电压。通常利用辅助绕组检测变压器激磁电流过零，并通过适当延时，使得开关管在其漏源电压(vds)最小的时候开通(寄生振荡的谷底)，也称为谷底开通。为了适应不同负载，可以在第1个寄生振荡谷底、或者第2个、第3个等寄生振荡谷底开通。图2所示为qr反激变换器开关管在第2个寄生振荡谷底开通的示意图。

6、引入抖频的控制逻辑如图3所示，通过副边反馈回来的误差信号vcomp值计算得到原边峰值电流基准iref，在iref的基础上叠加所需要的调制量，得到最终的原边峰值电流基准iref_f，图中展示的是三角波调制的一个示例，即调制量为三角波信号；将原边采样电阻两端的电压vcs与原边峰值电流基准比较，若vcs大于峰值电流基准，则使得rs触发器的输出置低，从而控制mos管关断；zcd信号是辅助绕组两端电压va的过零点信号，在此信号的基础上延时1/4个谐振周期即可获得漏源电压vds的谐振谷底信号，谷底信号控制rs触发器的输出置高，从而控制mos管开通。

7、通常zcd信号指示了隔离变压器激磁电感电流过零，激磁电感开始与原边开关管等寄生电容谐振(寄生振荡)。va信号通常与输出绕组极性相同，当输出二极管导通时(传递能量到副边)，va为高。在寄生振荡时，va会小于零，意味着原边开关管电压低于输入电压。当va小于零时，经过1/4个谐振周期，原边开关管电压达到最小值，即谷底信号，因此传统的qr反激在这个时候开通原边，实现开通损耗的最小化。va通常与一个较小的阈值电平(通常为零或者数十mv)比较，获得zcd信号。如va小于阈值，zcd为高，zcd的第一个上升沿，意味着激磁电感电流过零，寄生振荡已经开始，并且开关管两端电压开始小于输入电压，经过1/4个谐振周期达到最小值。zcd为高，意味着原边开关管电压低于输入电压；反之，意味着原边开关管电压高于输入电压。

8、若准谐振反激变换器总是在vds的第一个谐振谷底开通mos管，那么通过调制原边峰值电流ipk，变换器的开关频率fs会随着ipk的变化为变化。若ipk增大，则fs减小；反之，则fs增大。因此，原边峰值电流调制能够实现抖频，若峰值电流调制为三角波调制，则开关频率也近似三角波调制。

9、qr反激变换器的功率表达式如式(1)所示，lm为变压器励磁电感，ipk为原边峰值电流，fs为开关频率。当在第一个谷底开通时候，忽略qr中半个谐振周期对开关频率的影响，输出功率表达可以简化为式(2)，其中vin为输入电压，nvo为折算到原边的输出电压，n为变压器原副边的匝比。若原边峰值电流改变，由于工作在准谐振模式，则开关频率随峰值电流改变而改变，但输出功率与原边峰值电流的二次方成正比，与开关频率的一次方成正比，两者并不能抵消，在输入和输出电压不变的情况下，原边峰值电流的变化，会出现功率波动，且与峰值电流成正比，如式(2)中所示，并最终体现在变换器的输出电压上出现低频(峰值电流调制频率)的电压纹波。

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12、qr反激变换器加入抖频策略后，由于原边峰值电流ipk不断变化，且变换器输出功率p与ipk的二次方成正比、与开关频率成正比，因此基于峰值电流调制的抖频策略会导致变换器产生功率波动。

13、因此，如何抵消调制原边峰值电流引起的qr反激变换器的功率波动，是目前亟待解决的问题。

技术实现思路

1、针对加入抖频技术的准谐振反激变换器存在功率波动的问题，本发明提出了一种新的反激变换器抖频的功率波动抑制方法，在维持准谐振(qr)低开关损耗特点的基础上，通过重新设定开关周期来抵消调制原边峰值电流引起的准谐振反激变换器的功率波动，最终使得变换器由于抖频产生的输出电压低频纹波得到减小。为了对披露的实施例的一些方面有一个基本的理解，下面给出了简单的概括。该概括部分不是泛泛评述，也不是要确定关键/重要组成元素或描绘这些实施例的保护范围。其唯一目的是用简单的形式呈现一些概念，以此作为后面的详细说明的序言。

2、根据本发明实施例的第一方面，提供了一种反激变换器抖频的功率波动抑制方法。

3、在一个实施例中，所述反激变换器包括原边功率开关，所述原边功率开关耦接至电气隔离装置的原边，周期性导通和断开，将能量通过电气隔离装置传递至输出负载，所述原边功率开关的关断电流的峰值呈现周期性变化；所述方法包括以下步骤：

4、设定所述原边功率开关的开关周期，所述原边功率开关的开关周期的设定值与所述原边功率开关关断电流峰值最小时对应的开关周期成比例或者与所述原边功率开关前一开关周期成比例；

5、当所述原边功率开关的开关周期达到所述设定值，并且所述原边功率开关两端电压低于输入电压时，控制所述原边功率开关再次导通。

6、可选地，设定所述原边功率开关的开关周期为：

7、ts(n)＝[(1+x％)2]·ts

8、其中，ts(n)为所述原边功率开关第n个开关周期的设定值，n为自然数；

9、ts为一个抖频周期内原边功率开关关断电流峰值最小值时对应的开关周期；

10、x％为当前开关周期所述原边功率开关关断电流峰值相对于抖频周期内峰值电流最小值的变化量。

11、可选地，设定所述原边功率开关的开关周期为：

12、ts(n)＝(1+2x％)·ts

13、其中，ts(n)为所述原边功率开关第n个开关周期的设定值，n为自然数；

14、ts为一个抖频周期内原边功率开关关断电流峰值最小值时对应的开关周期；

15、x％为当前开关周期所述原边功率开关关断电流峰值相对于抖频周期内峰值电流最小值的变化量。

16、可选地，设定所述原边功率开关的开关周期为：

17、ts(n)＝(1+2δ)·ts(n-1)

18、其中，ts(n)为所述原边功率开关第n个开关周期的设定值，n为自然数；

19、ts(n-1)为所述原边功率开关第n-1个开关周期；

20、δ为当前开关周期所述原边功率开关关断电流峰值相对于上一开关周期关断电流峰值的变化量。

21、可选地，所述电气隔离装置包括辅助绕组，所述方法还包括根据所述辅助绕组电压判断所述原边功率开关两端电压是否低于输入电压的步骤。

22、可选地，所述方法还包括以下步骤：

23、将辅助绕组电压采样信号与设定电压相比较，比较结果指示所述原边功率开关两端电压低于输入电压的区间；

24、设定所述原边功率开关的开关周期；

25、当比较结果指示所述原边功率开关两端电压低于输入电压，且所述原边功率开关的开关周期达到所述设定值，控制所述原边功率开关再次导通。

26、根据本发明实施例的第二方面，提供了一种反激变换器抖频的功率波动抑制电路。

27、在一个实施例中，所述反激变换器包括原边功率开关，所述原边功率开关耦接至电气隔离装置的原边，周期性导通和断开，将能量通过电气隔离装置传递至输出负载，所述原边功率开关的关断电流的峰值呈现周期性变化；所述功率波动抑制电路包括：

28、原边功率开关电压采样电路，用于指示所述原边功率开关两端电压；

29、电压比较模块，用于将原边功率开关电压采样信号与设定电压相比较，比较结果指示所述原边功率开关两端电压低于输入电压的区间；

30、开关周期设定模块，用于设定所述原边功率开关的开关周期；

31、逻辑判断模块，用于根据电压比较模块和开关周期设定模块的输出信号控制所述原边功率开关；当所述比较模块的输出信号指示所述原边功率开关两端电压低于输入电压，且开关周期设定模块的输出信号指示所述原边功率开关的开关周期达到所述设定值，控制所述原边功率开关再次导通。

32、可选地，所述开关周期设定模块设定所述原边功率开关的开关周期为：

33、ts(n)＝[(1+x％)2]·ts

34、其中，ts(n)为所述原边功率开关第n个开关周期的设定值，n为自然数；

35、ts为一个抖频周期内原边功率开关关断电流峰值最小值时的开关周期；

36、x％为当前开关周期所述原边功率开关关断电流峰值相对于抖频周期内峰值电流最小值的变化量。

37、可选地，所述开关周期设定模块设定所述原边功率开关的开关周期为：

38、ts(n)＝(1+2x％)·ts

39、其中，ts(n)为所述原边功率开关第n个开关周期的设定值，n为自然数；

40、ts为一个抖频周期内原边功率开关关断电流峰值最小值时的开关周期；

41、x％为当前开关周期所述原边功率开关关断电流峰值相对于抖频周期内峰值电流最小值的变化量。

42、可选地，所述开关周期设定模块设定所述原边功率开关的开关周期为：

43、ts(n)＝(1+2δ)·ts(n-1)

44、其中，ts(n)为所述原边功率开关第n个开关周期的设定值，n为自然数；

45、ts(n-1)为所述原边功率开关第n-1个开关周期；

46、δ为当前开关周期所述原边功率开关关断电流峰值相对于上一开关周期关断电流峰值的变化量。

47、本发明实施例提供的技术方案可以包括以下有益效果：

48、针对准谐振反激变换器引入抖频后的功率波动问题，基于开通延时策略和开通延时优化策略对变换器开关周期进行重新设定，在变换器效率与emi基本不受影响的情况下，能够有效补偿峰值电流调制所引入的功率波动，减小输出电压低频纹波。

49、应当理解的是，以上的一般描述和后文的细节描述仅是示例性和解释性的，并不能限制本发明。