车载充电机控制系统和方法与流程

本发明总体上涉及电动汽车，并且更具体地涉及电动汽车车载充电机的控制系统和方法。

背景技术：

1、在电动汽车的蓬勃发展中，高压化也在不断发展，电动汽车原始的400v电池包正在逐渐转化为800v电池包。随着800v直流电压的电池包在电动汽车中的广泛应用，电动汽车的车载充电机(obc：on-board charger)也在广泛适应800v的电池包直流电压。

2、车载充电机将电网的例如200v/50hz的交流电转换为电池电压需求的直流电。其中，对于400v电池包，其电池电压运行时变化范围一般是300v～450v；对于800v电池包，其电池电压运行时变化范围一般是680v～800v。基于电池电压的提高，车载充电机的充电功率也显著提高，从400v时候的6.6kw提高到800v时候的11kw，11kw已成为800v电动汽车系统中的主流功率等级。另外，随着车载充电机的发展和电压的提高，车载充电机的功能不再局限于从电网取电给电动汽车的电池包充电，从电池包输出给汽车之外的用电设备供电也成为了车载充电机的功能之一。800v 11kw双向车载充电机已成为市场上非常热门的一种产品。

3、典型地，车载充电机主要包括ac-dc转换器和dc-dc转换器。ac-dc转换器作为dc-dc转换器的前级，将例如220v/50hz的交流功率(例如从电网或者充电桩获得)转换为所需电压的直流功率，例如500v。dc-dc转换器将经ac-dc转换器转换的直流功率转换为所需的直流功率，提供给能源系统进行分配。dc-dc转换器能够实现可变输出电压以应对不同负载。在双向车载充电机中，通常使用cllc谐振变换器作为dc-dc转换器来进行双向直流变换。在车载充电机对车载电池进行充电时，由cllc谐振变换器将经ac-dc转换器转换的直流功率转换为所需的直流功率提供至电池。然而，对于当今800v电动汽车系统，cllc谐振变换器实际输出的电池侧电压的变化范围非常大(典型地，680v～800v)，同样地，功率的变化范围也非常大(典型地，0～11kw)。换言之，cllc谐振变换器的工作区间非常宽泛。

4、理想地，希望cllc谐振变换器能够在其整个运行区间正常、稳定且可控地运行。然而，在不同的运行工况下，cllc谐振变换器的电压增益会相对于其运行控制频率呈现非线性的变化关系。这种非线性特性会显著影响控制系统设计，主要导致以下三个方面的问题：

5、·在负载动态变化时，很容易引起控制环路的问题；

6、·在非线性运行中，很容易引起控制频率震荡的问题；

7、·在非线性运行中，很容易导致车载充电机工作输出波形不稳定。

8、面对上述问题，常规的解决方案是通过硬件设计cllc谐振变换器的谐振参数来避免非线性区域。这种方案通过了解实际负载范围，同时了解输出功率范围，来确定增益曲线的变化区间，从而通过设置cllc谐振变换器的谐振参数来保证在实际运行负载范围上，cllc谐振变换器的电压增益随对其运行控制的频率呈线性变化。在设计硬件参数时，还可能进一步考虑控制频率变化过大带来的电池干扰影响以及效率和功率密度等方面的需求。在普遍应用中，为了适应大范围的负载变化情况和小范围的负载变化情况两者，通常通过设计硬件参数，来尽量保证在(0.8ωn,1.2ωn)区间范围下的增益曲线是线性的，其中ωn是标幺化控制频率。然而，一方面，由于谐振参数的设置是通过硬件设计来实现的，因此一经设置即为固定的，这导致此种技术方案无法良好适应当今高压化车载充电机的整个运行区间；另一方面，调整后的cllc谐振变换器仍可能进入非线性区域运行。

9、现有的解决方案无法良好适应当今高压化车载充电机的整个运行区间，并且采用现有解决方案调整后的cllc谐振变换器的增益以非线性方式改变的可能性也未被消除。

技术实现思路

1、本发明提出的技术方案旨在解决现有技术中车载充电机控制方案无法良好适应高压化车载充电机的整个运行区间并且难以使得cllc谐振变换器在其整个运行区间都正常、稳定且可控地运行的技术问题。

2、在本发明的一个方面，提供了一种车载充电机控制系统，所述车载充电机包括整流器和与所述整流器串联的cllc谐振变换器，用于向车载电池充电，所述车载充电机控制系统包括：整流控制装置，所述整流控制装置被配置成对所述整流器进行开关控制，以使得所述整流器的输出电压vdc趋近于或等于所述整流器的期望的输出电压vdc_ref；谐振控制装置，所述谐振控制装置被配置成对所述cllc谐振变换器进行开关控制；以及附加控制装置，所述附加控制装置被配置成：基于电池电压vdc_out来确定所述整流器的所述期望的输出电压vdc_ref，并将所确定的所述期望的输出电压vdc_ref提供给所述整流控制装置；基于所述电池电压vdc_out来确定所述cllc谐振变换器的所述期望的输出电流idc_out_ref，并将所确定的所述期望的输出电流idc_out_ref提供给所述谐振控制装置；并且向所述谐振控制装置提供所述cllc谐振变换器的所述开关频率f，以使得所述谐振控制装置基于所述cllc谐振变换器的开关频率f对所述cllc谐振变换器进行开关控制，其中所述开关频率f是基于所述cllc谐振变换器的电压增益m和品质因数q而确定的。

3、在本发明的一个方面的至少一实施例中，所述附加控制装置被进一步配置成：基于电池电压vdc_out来确定所述整流器的所述期望的输出电压vdc_ref,以使得所述cllc谐振变换器的电压增益m小于1；并且基于所述电池电压vdc_out来确定所述cllc谐振变换器的所述期望的输出电流idc_out_ref，以确定所述cllc谐振变换器的品质因数q；并且其中，基于所述cllc谐振变换器的电压增益m和品质因数q而确定的所述cllc谐振变换器的所述开关频率f大于或等于所述cllc谐振变换器的谐振频率f1，并且其中，所述谐振频率f1基于所述cllc谐振变换器的基波等效电路原边电感和电容。

4、在本发明的一个方面的至少一实施例中，所述附加控制装置还包括：存储装置，用于存储所述cllc谐振变换器的电压增益m、品质因数q和标幺化开关频率fn之间的对应关系，其中所述标幺化开关频率fn为所述开关频率f与所述谐振频率f1的比值；频率确定装置，所述频率确定装置被配置成基于所述存储装置存储的所述对应关系，确定与所确定的所述cllc谐振变换器的所述电压增益m和所述品质因数q相对应的所述cllc谐振变换器的所述开关频率f。

5、在本发明的一个方面的至少一实施例中，所述谐振控制装置进一步被配置成：按所述cllc谐振变换器的所述开关频率f对所述cllc谐振变换器进行开关控制；获取所述cllc谐振变换器的输出电流idc_out；响应于所获取的所述cllc谐振变换器的所述输出电流idc_out与所述cllc谐振变换器的所述期望的输出电流idc_out_ref之间的差值diff大于预定的阈值tdiff，通过以下方式将所述cllc谐振变换器的所述开关频率f微调为经微调的开关频率fa：查找所述存储装置中所存储的所述cllc谐振变换器的电压增益m、品质因数q和标幺化开关频率fn之间的对应关系，以确定作为所述经微调的开关频率fa的可能值，或者基于所述差值diff，在所述cllc谐振变换器的所述开关频率f附近一次或多次试探地增加或减小施加到所述cllc谐振变换器的所述开关频率f，直至所述差值diff小于所述阈值tdiff；以及按所述经微调的开关频率fa对所述cllc谐振变换器进行开关控制。

6、在本发明的一个方面的至少一实施例中，所述电池电压vdc_out具有运行时期望的电压范围，所述期望的电压范围为[v最小值，v最大值]，并且所述附加控制装置被进一步配置成：如果所述电池电压vdc_out满足(vdc_out*n+v补偿)≤v最小值，则将所述期望的输出电压vdc_ref确定为v最小值，并将所述期望的输出电流idc_out_ref确定为(pmax/vdc_out)*k1，如果所述电池电压vdc_out满足v最小值<(vdc_out*n+v补偿)≤v最大值，则将所述期望的输出电压vdc_ref确定为(vdc_out*n+v补偿)，并将所述期望的输出电流idc_out_ref确定为(pmax/vdc_out)，或者如果所述电池电压vdc_out满足(vdc_out*n+v补偿)>v最大值，则将所述期望的输出电压vdc_ref确定为v最大值，并将所述期望的输出电流idc_out_ref确定为(pmax/vdc_out)*k2，其中，n为所述cllc谐振变换器中变压器的原边侧电压与副边侧电压的电压比，v补偿是与所述期望的电压范围和所述cllc谐振变换器的谐波因素相关联的经验补偿值，pmax指代汽车控制单元vcu根据所述车载电池的状况给出的、最大功率的指定值，并且k1和k2指代预定的设计降额系数且均小于1。

7、在本发明的一个方面的至少一实施例中，对于800伏车载充电机，v最小值被取值为680伏，v最大值被取值为800伏，并且v补偿被取值为20伏。

8、在本发明的另一方面，提供了一种车载充电机系统，包括：车载充电机，所述车载充电机包括整流器和与所述整流器串联的cllc谐振变换器；以及如本发明的一个方面的车载充电机控制系统，耦合到车载充电机。

9、在本发明的又一方面，提供了一种车载充电机控制方法，所述车载充电机包括整流器和与所述整流器串联的cllc谐振变换器，用于向车载电池充电，所述车载充电机控制方法包括：基于检测到的电池电压vdc_out来确定所述整流器的期望的输出电压vdc_ref；基于所述电池电压vdc_out来确定所述cllc谐振变换器的期望的输出电流idc_out_ref；基于所述cllc谐振变换器的电压增益m和品质因数q，确定所述cllc谐振变换器的开关频率f；对所述整流器进行开关控制，以使得所述整流器的输出电压vdc趋近于或等于所确定的所述整流器的所述期望的输出电压vdc_ref；以及对所述cllc谐振变换器进行开关控制，其中，对所述cllc谐振变换器进行开关控制包括基于所确定的所述cllc谐振变换器的所述开关频率f对所述cllc谐振变换器进行开关控制。

10、在本发明的又一方面的至少一实施例中，基于电池电压vdc_out来确定所述整流器的所述期望的输出电压vdc_ref包括基于电池电压vdc_out来确定所述整流器的所述期望的输出电压vdc_ref，使得所述cllc谐振变换器的电压增益m小于1；基于所述电池电压vdc_out来确定所述cllc谐振变换器的所述期望的输出电流idc_out_ref包括基于所述电池电压vdc_out来确定所述cllc谐振变换器的所述期望的输出电流idc_out_ref，以确定所述cllc谐振变换器的品质因数q；并且基于所述cllc谐振变换器的电压增益m和品质因数q而确定的所述cllc谐振变换器的所述开关频率f大于或等于所述cllc谐振变换器的谐振频率f1，其中所述谐振频率f1基于所述cllc谐振变换器的基波等效电路原边电感和电容。

11、在本发明的又一方面的至少一实施例中，所述车载充电机控制方法还包括：基于预先存储的所述cllc谐振变换器的电压增益m、品质因数q和标幺化开关频率fn之间的对应关系，确定与所确定的所述cllc谐振变换器的所述增益m和所述品质因数q相对应的所述cllc谐振变换器的所述开关频率f。

12、在本发明的又一方面的至少一实施例中，基于所确定的所述cllc谐振变换器的所述开关频率f对所述cllc谐振变换器进行开关控制包括：按所确定的所述cllc谐振变换器的所述开关频率f对所述cllc谐振变换器进行开关控制；获取所述cllc谐振变换器的输出电流idc_out；响应于所获取的所述cllc谐振变换器的所述输出电流idc_out与所述cllc谐振变换器的所述期望的输出电流idc_out_ref之间的差值diff大于预定的阈值tdiff，通过以下方式将所确定的所述cllc谐振变换器的所述开关频率f微调为经微调的开关频率fa：查找所述预先存储的所述cllc谐振变换器的电压增益m、品质因数q和标幺化开关频率fn之间的对应关系，以确定作为所述经微调的开关频率fa的可能值，或者基于所述差值diff，在所确定的所述cllc谐振变换器的所述开关频率f附近一次或多次试探地增加或减小施加到所述cllc谐振变换器的所述开关频率f，直至所述减法结果diff小于所述阈值tdiff；以及按所述经微调的开关频率fa对所述cllc谐振变换器进行开关控制。

13、在本发明的又一方面的至少一实施例中，所述电池电压vdc_out具有运行时期望的电压范围，所述期望的电压范围为[v最小值，v最大值]，基于检测到的电池电压vdc_out来确定所述整流器的期望的输出电压vdc_ref，进一步包括：如果所述电池电压vdc_out满足(vdc_out*n+v补偿)≤v最小值，则将所述期望的输出电压vdc_ref确定为v最小值，如果所述电池电压vdc_out满足v最小值<(vdc_out*n+v补偿)≤v最大值，则将所述期望的输出电压vdc_ref确定为(vdc_out*n+v补偿)，或者如果所述电池电压vdc_out满足(vdc_out*n+v补偿)>v最大值，则将所述期望的输出电压vdc_ref确定为v最大值，并且，基于所述电池电压vdc_out来确定所述cllc谐振变换器的期望的输出电流idc_out_ref，进一步包括：如果所述电池电压vdc_out满足(vdc_out*n+v补偿)≤v最小值，则将所述期望的输出电流idc_out_ref确定为(pmax/vdc_out)*k1，如果所述电池电压vdc_out满足v最小值<(vdc_out*n+v补偿)≤v最大值，则将所述期望的输出电流idc_out_ref确定为(pmax/vdc_out)，或者如果所述电池电压vdc_out满足(vdc_out*n+v补偿)>v最大值，则将所述期望的输出电流idc_out_ref确定为(pmax/vdc_out)*k2，其中，n为所述cllc谐振变换器中变压器的原边侧电压与副边侧电压的电压比，v补偿是与所述期望的电压范围所述cllc谐振变换器的谐波因素相关联的经验补偿值，pmax指代汽车控制单元vcu根据所述车载电池的状况给出的最大功率的指定值，并且k1和k2指代预定的设计降额系数且均小于1。

14、通过采用本发明所描述的技术方案，整流器和cllc谐振变换器的期望输出均能够基于电池侧电压是可变的，使得cllc谐振变换器在其整个运行区间都正常、稳定且可控地运行。因此，相比于现有的硬件实施方式，本发明所提出的技术方案能更好地适用于当今高压化的电动汽车的非常宽泛的电压和功率变化范围。